5G终端LTE和NR互干扰来源于哪里？应如何去解决？
1 引言
5g标准制定正在如火如荼地讨论中，未来的终端势必将同时支持lte和5g nr等多种制式。当终端的lte和5g nr收发链路同时工作时，在很多频段组合下会发生相互干扰，造成灵敏度回退［1-2］，甚至导致这些频段组合最终无法在现网中应用。因此需要对终端内部的互干扰进行深入分析。
2 终端互干扰背景 2.1 互干扰来源与分类 终端内互干扰主要来源于射频前端器件的非线性。非线性器件可划分为无源和有源两大类。其中非线性无源器件包括滤波器、双工器等；非线性有源器件包括开关、pa（功率放大器）、调谐电路等。无源器件产生的谐波及互调干扰一般要弱于有源器件。在有源器件中pa是主要的非线性来源。
描述非线性器件输入输出信号的泰勒级数展开式是：
y=f（v）=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+… （1）
其中，v为输入信号，y为输出信号。
当输入为单音信号coswt时，输出信号就包含了2wt、3wt等高次谐波分量。如谐波落入另一接收频段时就造成了谐波干扰，如图1所示。该干扰多发生在低频发射和高频接收同时进行的场景。
当输入信号包含多个频率分量时，输出就包含了这些频率分量的各阶互调产物。以输入两个频率分量cosw1t和cosw2t为例，输出会包含二阶互调（w1±w2）、三阶互调（2w1±w2、w1±2w2）等。如互调产物落入接收频段就会造成互调干扰。该干扰多发生在高低频同发场景，外界信号倒灌入ue发射链路场景等，如lte语音和5g数据并发，lte信令和5g数据并发等。互调失真中二阶和三阶失真幅度最大，阶数越高失真幅度越小，一般来说三阶以上互调失真幅度较小在多数场景下带来的影响可不考虑。
此外，谐波混频干扰也是需要注意的干扰场景，该干扰将在第5章节进行全面讨论，此处不赘述。
图1 互干扰分类
2.2 典型频段的互干扰 目前3.3 ghz—4.2 ghz频段（以下简称3.5 ghz频段）是5g的重点部署频段，对其造成严重干扰的信号多为低频信号产生的二次谐波/三次谐波、二阶互调/三阶互调等。
以b3与3.5 ghz的互干扰为例，如图2所示。b3上行的二次谐波会对3.5 ghz下行造成二次谐波干扰。b3上行与3.5 ghz上行的二阶互调产物会对b3的下行接收造成干扰。此外还有更高阶的四阶互调和五阶互调干扰等。
图2 b3与3.5 ghz互干扰
下面将对互干扰情况做进一步的分析。为简化分析，假定终端同时支持lte和5g，在天线架构上分为lte与5g共天线和独立天线两种架构。下面将依次分析谐波干扰、互调干扰及谐波混频干扰。
3 谐波干扰 3.1 共天线架构 当lte与5g采用共天线架构时，b3 pa输出的二次谐波对3.5 ghz接收通路的影响主要分为以下三部分，具体干扰路径如图3所示。
一部分谐波经过b3 duplexer-》harmonic filter-》switch-》triplexer-》switch-》3.5 ghz filter-》switch-》lna，之后进入rfic主接收通道，带来干扰。
一部分谐波与上述类似，经过天线空口辐射耦合进入辅接收通道。
另有一部分b3 pa输出的谐波经过pcb板直接耦合进入3.5 ghz主接收和辅接收通道，带来干扰。
对于上述经发射和接收通路进入3.5 ghz lna输入端的谐波干扰，一般采用谐波抑制滤波器（harmonic filter）来降低干扰。
图3 共天线谐波干扰表1为前端器件的典型参数，可用于对谐波干扰进行分析计算。
表1 前端器件谐波参数
表2是谐波干扰强度的计算结果：
表2 共天线谐波干扰
二次谐波加载到lna输入口带来了终端底噪的抬升，造成了灵敏度的相应回退。当工作带宽为5 mhz时，主辅接收链路经最大比合并后灵敏度回退达22.5 db。当带宽为20 mhz时，主辅接收链路经最大比合并后灵敏度回退16.5 db。可见在共天线架构下，b3二次谐波对3.5 ghz的灵敏度带来了很大的回退。
3.2 独立天线架构 当lte与nr采用独立天线设计时，b3发射信号的2次谐波将经过如图4所示的红色路线进入3.5 ghz的接收通路造成谐波干扰。相比共天线架构，b3 pa输出的谐波将经天线耦合进入辅接收通路，造成谐波干扰。除谐波抑制滤波器可以带来一定的谐波抑制外，天线间隔离也进一步降低了谐波干扰。
图4 独立天线谐波干扰采用与表1同样的参数，计算独立天线架构下的谐波干扰，结果如表3所示：
表3 独立天线谐波干扰
当工作带宽为5 mhz时，经最大比合并，主辅天线灵敏度回退达21.8 db。当带宽为20 mhz时，经最大比合并，主辅天线灵敏度回退15.8 db。可见在独立天线架构下，b3二次谐波对3.5 ghz的灵敏度也带来了很大的回退。
3.3 谐波干扰小结 表4对共天线和独立天线两种架构下谐波干扰带来的灵敏度回退情况进行了汇总。由对比可见，独立天线架构对灵敏度的改善仅有0.7 db，即采用独立天线并没有明显地改善灵敏度。
表4 灵敏度回退对比 db
表5汇总了共天线和独立天线两种架构下不同来源的谐波干扰强度。对比可见，独立天线只改善了主接收链路的传导干扰值，而对辅接收链路并没有改善。相比之下，pcb泄露带来的干扰对终端灵敏度的回退起到了主导作用。分立天线和谐波抑制滤波器均无法彻底解决b3对3.5 ghz的二次谐波干扰。
表5 谐波干扰对比 dbm
4 互调干扰 互调干扰是另一个引起终端灵敏度回退的主要因素。终端内部多个前端器件均会产生互调干扰，包括triplexer、switch、duplexer、pa等，其中b3 pa和3.5 ghz pa是产生互调干扰的主要来源。
4.1 定性分析 以b3 pa为例，互调产物包括以下几方面：
（1）rfic输出的b3信号与正向馈入的3.5 ghz信号会进行互调，产生二阶、四阶、五阶等互调产物。
（2）rfic输出的b3信号与反向馈入的3.5 ghz信号产生的二阶、四阶、五阶互调产物。
以上互调产物的一部分经过b3 duplexer进入b3的主接收通路，一部分经前端器件及天线耦合进入辅接收通路，还有一部分经pcb耦合进入主辅接收通路。如图5所示，互调产物传播路径如虚线所示。
以二阶互调为例，计算互调产物对接收灵敏度的影响如下：
（1）b3 pa产生的正向二阶互调产物落入b3主接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-pcbiso+pb3_gain）-ip2-isob3_dup （1）
（2）b3 pa产生的反向二阶互调产物落入b3主接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-il-isotrip-isodup）-ip2-isob3_dup （2）
（3）b3 pa产生的正向二阶互调产物落入b3辅接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-pcbiso+pb3_gain）-ip2-isob3_dup-il-isoant （3）
（4）b3 pa产生的反向二阶互调产物落入b3辅接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-il-isotrip-isodup）-ip2-isob3_dup-isoant （4）
其中，pb3_out为band3 pa的输出功率值，p3.5g_out为3.5 ghz pa的输出功率值，pcbiso为pcb板间隔离，ip2为二阶互调截断强度，isob3_dup为双工器在b3的收发隔离度，il为链路插入损耗，isoant为天线间隔离度。
图5 b3 pa互调干扰
同理可分析，3.5 ghz pa产生的二阶互调干扰如图6所示：
图6 3.5 ghz pa互调干扰
4.2 定量分析 表6列出了b3和3.5 ghz相关器件互调计算参考值。利用这些参数可计算互调干扰的强度以及落入接收频段带来的灵敏度回退情况。
表6 互调干扰器件参数
计算落入b3主辅接收通路的二阶互调产物，引起的整机灵敏度相比单频段灵敏度回退值为29 db。落入b3 lna主辅接收通路的四阶互调产物带来的整机灵敏度回退为7 db。可见，二阶互调造成的灵敏度回退占主导地位。pa的正向互调在各互调产物中占主导地位，即pa输出信号经pcb泄露到另一pa输入端引起的互调。外加滤波器等射频器件难以解决因pcb泄露造成的互调干扰，需考虑调度等方式来规避该干扰。
5 谐波混频干扰 在零中频接收机中，高频信号与本振混频后经低通滤波器被还原到基频。同样，下行接收信号的倍频与本振的倍频混频，经低通滤波器后也会被还原到基频。该信号将对有用信号造成干扰，导致灵敏度回退。这种干扰称为谐波混频干扰。
以三次谐波为例，如图7所示，fc为低频段下行有用信号的中心频点，3fc为高频段上行发射信号的中心频点。两个信号在接收机中分别经本振的fc频率和其三次谐波3fc频率混频，频谱均被搬移到基带，rfic接收机内部的低通滤波器无法区分这两个信号从而造成干扰。
图7 谐波混频图示
在实际收发信号中，当3.5 ghz信号的发射频段与lte接收频段的倍频有交叠即存在发生谐波混频干扰的可能。如图8所示，场景2和场景3将会发生谐波混频［3-4］。
图8 谐波混频频谱关系
图9是终端内部谐波混频干扰的示意图，以b26+b41为例。b41的发射信号进入b26的接收链路，与b26中心频点fc的谐波进行混频，经低通滤波器进入基带。按照b41 pa输出功率27 dbm，pcb隔离70 db，rfic对三次谐波的抑制为20 db计算，混频干扰带来的灵敏度回退达44 db。由此可见，谐波混频带来的灵敏度回退很大。为降低干扰，需增加pcb隔离或降低本振的谐波强度。
图9 终端内谐波混频示意图
6 结束语 lte低频段与5g的3.5 ghz频段同时工作的场景下，存在多种谐波干扰、互调干扰等，这些干扰均使灵敏度进一步恶化。干扰的主要来源是pa输出信号经pcb耦合进入接收链路的谐波干扰和互调干扰。通过在收发链路增加谐波抑制滤波器以及采用分立天线等射频方法无法解决pcb耦合带来的干扰。在实际应用中，可进一步从以下方面研究如何减少上述干扰带来的影响。首先，研究通过资源调度尽量避免干扰频率组合的使用；其次，需进一步研究通过lte与5g不同时收发，限定终端在lte和5g的发射功率等降低干扰的方案；最后，在终端设计时应尽量增加pcb隔离度，如将可能产生互干扰的布线及器件等拉远放置以增加隔离，对关键器件增加屏蔽罩降低辐射干扰等。以上方案的实际应用效果有待进一步验证。
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描述非线性器件输入输出信号的泰勒级数展开式是：
y=f（v）=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+… （1）
其中，v为输入信号，y为输出信号。
当输入为单音信号coswt时，输出信号就包含了2wt、3wt等高次谐波分量。如谐波落入另一接收频段时就造成了谐波干扰，如图1所示。该干扰多发生在低频发射和高频接收同时进行的场景。
当输入信号包含多个频率分量时，输出就包含了这些频率分量的各阶互调产物。以输入两个频率分量cosw1t和cosw2t为例，输出会包含二阶互调（w1±w2）、三阶互调（2w1±w2、w1±2w2）等。如互调产物落入接收频段就会造成互调干扰。该干扰多发生在高低频同发场景，外界信号倒灌入ue发射链路场景等，如lte语音和5g数据并发，lte信令和5g数据并发等。互调失真中二阶和三阶失真幅度最大，阶数越高失真幅度越小，一般来说三阶以上互调失真幅度较小在多数场景下带来的影响可不考虑。
此外，谐波混频干扰也是需要注意的干扰场景，该干扰将在第5章节进行全面讨论，此处不赘述。
图1 互干扰分类
2.2 典型频段的互干扰 目前3.3 ghz—4.2 ghz频段（以下简称3.5 ghz频段）是5g的重点部署频段，对其造成严重干扰的信号多为低频信号产生的二次谐波/三次谐波、二阶互调/三阶互调等。
以b3与3.5 ghz的互干扰为例，如图2所示。b3上行的二次谐波会对3.5 ghz下行造成二次谐波干扰。b3上行与3.5 ghz上行的二阶互调产物会对b3的下行接收造成干扰。此外还有更高阶的四阶互调和五阶互调干扰等。
图2 b3与3.5 ghz互干扰
下面将对互干扰情况做进一步的分析。为简化分析，假定终端同时支持lte和5g，在天线架构上分为lte与5g共天线和独立天线两种架构。下面将依次分析谐波干扰、互调干扰及谐波混频干扰。
3 谐波干扰 3.1 共天线架构 当lte与5g采用共天线架构时，b3 pa输出的二次谐波对3.5 ghz接收通路的影响主要分为以下三部分，具体干扰路径如图3所示。
一部分谐波经过b3 duplexer-》harmonic filter-》switch-》triplexer-》switch-》3.5 ghz filter-》switch-》lna，之后进入rfic主接收通道，带来干扰。
一部分谐波与上述类似，经过天线空口辐射耦合进入辅接收通道。
另有一部分b3 pa输出的谐波经过pcb板直接耦合进入3.5 ghz主接收和辅接收通道，带来干扰。
对于上述经发射和接收通路进入3.5 ghz lna输入端的谐波干扰，一般采用谐波抑制滤波器（harmonic filter）来降低干扰。
图3 共天线谐波干扰表1为前端器件的典型参数，可用于对谐波干扰进行分析计算。
表1 前端器件谐波参数
表2是谐波干扰强度的计算结果：
表2 共天线谐波干扰
二次谐波加载到lna输入口带来了终端底噪的抬升，造成了灵敏度的相应回退。当工作带宽为5 mhz时，主辅接收链路经最大比合并后灵敏度回退达22.5 db。当带宽为20 mhz时，主辅接收链路经最大比合并后灵敏度回退16.5 db。可见在共天线架构下，b3二次谐波对3.5 ghz的灵敏度带来了很大的回退。
3.2 独立天线架构 当lte与nr采用独立天线设计时，b3发射信号的2次谐波将经过如图4所示的红色路线进入3.5 ghz的接收通路造成谐波干扰。相比共天线架构，b3 pa输出的谐波将经天线耦合进入辅接收通路，造成谐波干扰。除谐波抑制滤波器可以带来一定的谐波抑制外，天线间隔离也进一步降低了谐波干扰。
图4 独立天线谐波干扰采用与表1同样的参数，计算独立天线架构下的谐波干扰，结果如表3所示：
表3 独立天线谐波干扰
当工作带宽为5 mhz时，经最大比合并，主辅天线灵敏度回退达21.8 db。当带宽为20 mhz时，经最大比合并，主辅天线灵敏度回退15.8 db。可见在独立天线架构下，b3二次谐波对3.5 ghz的灵敏度也带来了很大的回退。
3.3 谐波干扰小结 表4对共天线和独立天线两种架构下谐波干扰带来的灵敏度回退情况进行了汇总。由对比可见，独立天线架构对灵敏度的改善仅有0.7 db，即采用独立天线并没有明显地改善灵敏度。
表4 灵敏度回退对比 db
表5汇总了共天线和独立天线两种架构下不同来源的谐波干扰强度。对比可见，独立天线只改善了主接收链路的传导干扰值，而对辅接收链路并没有改善。相比之下，pcb泄露带来的干扰对终端灵敏度的回退起到了主导作用。分立天线和谐波抑制滤波器均无法彻底解决b3对3.5 ghz的二次谐波干扰。
表5 谐波干扰对比 dbm
4 互调干扰 互调干扰是另一个引起终端灵敏度回退的主要因素。终端内部多个前端器件均会产生互调干扰，包括triplexer、switch、duplexer、pa等，其中b3 pa和3.5 ghz pa是产生互调干扰的主要来源。
4.1 定性分析 以b3 pa为例，互调产物包括以下几方面：
（1）rfic输出的b3信号与正向馈入的3.5 ghz信号会进行互调，产生二阶、四阶、五阶等互调产物。
（2）rfic输出的b3信号与反向馈入的3.5 ghz信号产生的二阶、四阶、五阶互调产物。
以上互调产物的一部分经过b3 duplexer进入b3的主接收通路，一部分经前端器件及天线耦合进入辅接收通路，还有一部分经pcb耦合进入主辅接收通路。如图5所示，互调产物传播路径如虚线所示。
以二阶互调为例，计算互调产物对接收灵敏度的影响如下：
（1）b3 pa产生的正向二阶互调产物落入b3主接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-pcbiso+pb3_gain）-ip2-isob3_dup （1）
（2）b3 pa产生的反向二阶互调产物落入b3主接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-il-isotrip-isodup）-ip2-isob3_dup （2）
（3）b3 pa产生的正向二阶互调产物落入b3辅接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-pcbiso+pb3_gain）-ip2-isob3_dup-il-isoant （3）
（4）b3 pa产生的反向二阶互调产物落入b3辅接收通路的强度为：
pb3_out+（p3.5g_out-il-isotrip-isodup）-ip2-isob3_dup-isoant （4）
其中，pb3_out为band3 pa的输出功率值，p3.5g_out为3.5 ghz pa的输出功率值，pcbiso为pcb板间隔离，ip2为二阶互调截断强度，isob3_dup为双工器在b3的收发隔离度，il为链路插入损耗，isoant为天线间隔离度。
图5 b3 pa互调干扰
同理可分析，3.5 ghz pa产生的二阶互调干扰如图6所示：
图6 3.5 ghz pa互调干扰
4.2 定量分析 表6列出了b3和3.5 ghz相关器件互调计算参考值。利用这些参数可计算互调干扰的强度以及落入接收频段带来的灵敏度回退情况。
表6 互调干扰器件参数
计算落入b3主辅接收通路的二阶互调产物，引起的整机灵敏度相比单频段灵敏度回退值为29 db。落入b3 lna主辅接收通路的四阶互调产物带来的整机灵敏度回退为7 db。可见，二阶互调造成的灵敏度回退占主导地位。pa的正向互调在各互调产物中占主导地位，即pa输出信号经pcb泄露到另一pa输入端引起的互调。外加滤波器等射频器件难以解决因pcb泄露造成的互调干扰，需考虑调度等方式来规避该干扰。
5 谐波混频干扰 在零中频接收机中，高频信号与本振混频后经低通滤波器被还原到基频。同样，下行接收信号的倍频与本振的倍频混频，经低通滤波器后也会被还原到基频。该信号将对有用信号造成干扰，导致灵敏度回退。这种干扰称为谐波混频干扰。
以三次谐波为例，如图7所示，fc为低频段下行有用信号的中心频点，3fc为高频段上行发射信号的中心频点。两个信号在接收机中分别经本振的fc频率和其三次谐波3fc频率混频，频谱均被搬移到基带，rfic接收机内部的低通滤波器无法区分这两个信号从而造成干扰。
图7 谐波混频图示
在实际收发信号中，当3.5 ghz信号的发射频段与lte接收频段的倍频有交叠即存在发生谐波混频干扰的可能。如图8所示，场景2和场景3将会发生谐波混频［3-4］。
图8 谐波混频频谱关系
图9是终端内部谐波混频干扰的示意图，以b26+b41为例。b41的发射信号进入b26的接收链路，与b26中心频点fc的谐波进行混频，经低通滤波器进入基带。按照b41 pa输出功率27 dbm，pcb隔离70 db，rfic对三次谐波的抑制为20 db计算，混频干扰带来的灵敏度回退达44 db。由此可见，谐波混频带来的灵敏度回退很大。为降低干扰，需增加pcb隔离或降低本振的谐波强度。
图9 终端内谐波混频示意图
6 结束语 lte低频段与5g的3.5 ghz频段同时工作的场景下，存在多种谐波干扰、互调干扰等，这些干扰均使灵敏度进一步恶化。干扰的主要来源是pa输出信号经pcb耦合进入接收链路的谐波干扰和互调干扰。通过在收发链路增加谐波抑制滤波器以及采用分立天线等射频方法无法解决pcb耦合带来的干扰。在实际应用中，可进一步从以下方面研究如何减少上述干扰带来的影响。首先，研究通过资源调度尽量避免干扰频率组合的使用；其次，需进一步研究通过lte与5g不同时收发，限定终端在lte和5g的发射功率等降低干扰的方案；最后，在终端设计时应尽量增加pcb隔离度，如将可能产生互干扰的布线及器件等拉远放置以增加隔离，对关键器件增加屏蔽罩降低辐射干扰等。以上方案的实际应用效果有待进一步验证。
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