开关电源之MOSFET管的关断缓冲电路的设计详解
在带变压器的开关电源拓扑中，开关管关断时，电压和电流的重叠引起的损耗是开关电源损耗的主要部分，同时，由于电路中存在杂散电感和杂散电容，在功率开关管关断时，电路中也会出现过电压并且产生振荡。如果尖峰电压过高，就会损坏开关管。同时，振荡的存在也会使输出纹波增大。为了降低关断损耗和尖峰电压，需要在开关管两端并联缓冲电路以改善电路的性能。
缓冲电路的主要作用有：一是减少导通或关断损耗；二是降低电压或电流尖峰；三是降低dv／dt或di／dt。由于mosfet管的电流下降速度很快，所以它的关断损耗很小。虽然mosfet管依然使用关断缓冲电路，但它的作用不是减少关断损耗，而是降低变压器漏感尖峰电压。本文主要针对mosfet管的关断缓冲电路来进行讨论。
1 rc缓冲电路设计 在设计rc缓冲电路时，必须熟悉主电路所采用的拓扑结构情况。图l所示是由rc组成的正激变换器的缓冲电路。图中，当q关断时，集电极电压开始上升到2vdc，而电容c限制了集电极电压的上升速度，同时减小了上升电压和下降电流的重叠，从而减低了开关管q的损耗。而在下次开关关断之前，c必须将已经充满的电压2vdc放完，放电路径为c、q、r。
假设开关管没带缓冲电路，图1所示的正激变换器的复位绕组和初级绕组匝数相同。这样，当q关断瞬间，储存在励磁电感和漏感中的能量释放，初级绕组两端电压极性反向，正激变换器的开关管集电极电压迅速上升到2vdc。同时，励磁电流经二极管d流向复位绕组，最后减小到零，此时q两端电压下降到vdc。图2所示是开关管集电极电流和电压波形。可见，开关管不带缓冲电路时，在q关断时，其两端的漏感电压尖峰很大，产生的关断损耗也很大，严重时很可能会烧坏开关管，因此，必须给开关管加上缓冲电路。
当开关管带缓冲电路时，其集电极电压和电流波形如图3所示(以正激变换器为例)。
在图1中，当q开始关断时，其电流开始下降，而变压器漏感会阻止这个电流的减小。一部分电流将继续通过将要关断的开关管，另一部分则经rc缓冲电路并对电容c充电，电阻r的大小与充电电流有关。ic的一部分流进电容c，可减缓集电极电压的上升。通过选取足够大的c，可以减少集电极的上升电压与下降电流的重叠部分，从而显著降低开关管的关断损耗，同时还可以抑制集电极漏感尖峰电压。图3中的a-c阶段为开关管关断阶段，c-d为开关管导通阶段。在开关管关断前，电容c两端电压为零。在关断时刻(b时刻)，c会减缓集电极电压的上升速度，但同时也被充电到2vdc(在忽略该时刻的漏感尖峰电压的情况下)。电容c的大小不仅影响集电极电压的上升速度，而且决定了电阻r上的能量损耗。在q关断瞬间，c上的电压为2vdc，它储存的能量为0．5c(2vdc)2焦耳。如果该能量全部消耗在r上，则每周期内消耗在r上的能量为：
对限制集电极上升电压来说，c应该越大越好；但从系统效率出发，c越大，损耗越大，效率越低。因此，必须选择合适的c，使其既能达到一定的减缓集电极上升电压速度的作用，又不至于使系统损耗过大而使效率过低。
在图3中，由于在下一个关断开始时刻(d时刻)必须保证c两端没有电压，所以，在b时刻到d时刻之间的某时间段内，c必须放电。实际上，电容c在c-d这段时间内，也可以通过电阻r经q和r构成的放电回路进行放电。因此，在选择了一个足够大的c后，r应使c在最小导通时间ton内放电至所充电荷的5％以下，这样则有：
式(1)表明r上的能量损耗是和c成正比的，因而必须选择合适的c，这样，如何选择c就成了设计rc缓冲电路的关键，下面介绍一种比较实用的选择电容c的方法。
事实上，当q开始关断时，假设最初的峰值电流ip的一半流过c，另一半仍然流过逐渐关断的q集电极，同时假设变压器中的漏感保持总电流仍然为ip。那么，通过选择合适的电容c，以使开关管集电极电压在时间tf内上升到2vdc(其中tf为集电极电流从初始值下降到零的时间，可以从开关管数据手册上查询)，则有：
因此，从式(1)和式(3)便能计算出电容c的大小。在确定了c后，而最小导通时间已知，这样，通过式(2)就可以得到电阻r的大小。
2 带rc缓冲的正激变换器主电路设计 2．1 电路设计
图4所示是一个带有rc缓冲电路的正激变换器主电路。该主电路参数为：np=nr=43匝。ns=32匝，开关频率f=70 khz，输入电压范围为直流48～96 v，输出为直流12 v和直流0．5 a。
开关管q为mosfet，型号为irf830，其tf一般为30 ns。dl、d2、d3为快恢复二极管，其tf很小(通常tf=30 ns)。本设计的输出功率p0=v0i0=6 w，假设变换器的效率为80％，每一路rc缓冲电路所损耗的功率占输出功率的1％。这里取vdc=48 v。
2．2 实验分析
下面分两种情况对该设计进行实验分析，一是初级绕组有缓冲，次级无缓冲；二是初级无缓冲，次级有缓冲。
(1)初级绕组有缓冲，次级无缓冲
该实验测量的是开关管q两端的漏源电压，实验分以下两种情况：
第一种情况是rs1=1．5 kω，cs1不定，输入直流电压vdc为48 v。
其实验结果为：在rs1不变的情况下，csl越大，虽然开关管q的漏感尖峰电压无明显降低，但它的漏源电压变得平缓了，这说明在初级开关管的rc缓冲电路中，csl应该选择比较小的值。
第二种情况是csl=33 pf，rs1不定，输入直流电压vdc为48 v。其结果是：当cs1不变时，rs1越大，开关管q的漏感尖峰电压越大(增幅比较小)。
可见，rc缓冲电路中，参数r的大小对降低漏感尖峰有很大的影响。在选定一个合适的c，同时满足式(2)时，r应该选择比较小的值。
(2)次级绕组有缓冲，初级无缓冲
本实验以d2、d3的阴极作为公共端来测量快恢复二极管的端压，其结果是，当r不变时，c越大，二极管两端的漏感尖峰越小。同时理论上，如果c为无穷大时，二极管两端的电压中就没有漏感尖峰。而在实际中，只需让二极管两端电压的漏感尖峰电压在其端压峰值的30％以内就可以满足要求了，这样同时成本也不会太高。
2．3 设计参数的确定
通过实验分析可见，在次级快恢复二极管的rc缓冲电路中，当选择了适当大小的电容c时，在满足式(2)的情况下，电阻r应该选择得越小越好。最终经过实际调试，本设计选择的rc缓冲电路参数为：
初级：rs1=200，csl=100 pf
次级：rs2=rs3=5l，cs2=cs3=1000 pf
本设计的初级开关管的rc缓冲电路中的c值虽然选得稍微比计算值大一些，但损耗也不是很大，因此还是可以接受的。相对初级而言，次级快恢复二极管的rc缓冲电路中的c值就选得比计算值大得多，系统的损耗必然增大。但是，并联在快恢复二极管两端的rc缓冲电路主要是为了改善系统输出性能，因此选择比较大的c值虽然会使系统的整体效率降低，但二极管两端的漏感尖峰就减小了很多，而且输出电压的纹波也可以达到指定要求。
3 结束语 根据以上给出的公式，可以很好而且很方便地选择出合适的rc缓冲电路。但是在工程应用中，应该根据系统设计的性能指标，通过实际调试才能得到真正合适的参数。有时候，为了达到系统的性能指标，牺牲一定的效率也是必要的。总之，在设计rc缓冲电路参数时，必须综合考虑系统性能和效率，最终选择合适的rc参数。
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缓冲电路的主要作用有：一是减少导通或关断损耗；二是降低电压或电流尖峰；三是降低dv／dt或di／dt。由于mosfet管的电流下降速度很快，所以它的关断损耗很小。虽然mosfet管依然使用关断缓冲电路，但它的作用不是减少关断损耗，而是降低变压器漏感尖峰电压。本文主要针对mosfet管的关断缓冲电路来进行讨论。
1 rc缓冲电路设计 在设计rc缓冲电路时，必须熟悉主电路所采用的拓扑结构情况。图l所示是由rc组成的正激变换器的缓冲电路。图中，当q关断时，集电极电压开始上升到2vdc，而电容c限制了集电极电压的上升速度，同时减小了上升电压和下降电流的重叠，从而减低了开关管q的损耗。而在下次开关关断之前，c必须将已经充满的电压2vdc放完，放电路径为c、q、r。
假设开关管没带缓冲电路，图1所示的正激变换器的复位绕组和初级绕组匝数相同。这样，当q关断瞬间，储存在励磁电感和漏感中的能量释放，初级绕组两端电压极性反向，正激变换器的开关管集电极电压迅速上升到2vdc。同时，励磁电流经二极管d流向复位绕组，最后减小到零，此时q两端电压下降到vdc。图2所示是开关管集电极电流和电压波形。可见，开关管不带缓冲电路时，在q关断时，其两端的漏感电压尖峰很大，产生的关断损耗也很大，严重时很可能会烧坏开关管，因此，必须给开关管加上缓冲电路。
当开关管带缓冲电路时，其集电极电压和电流波形如图3所示(以正激变换器为例)。
在图1中，当q开始关断时，其电流开始下降，而变压器漏感会阻止这个电流的减小。一部分电流将继续通过将要关断的开关管，另一部分则经rc缓冲电路并对电容c充电，电阻r的大小与充电电流有关。ic的一部分流进电容c，可减缓集电极电压的上升。通过选取足够大的c，可以减少集电极的上升电压与下降电流的重叠部分，从而显著降低开关管的关断损耗，同时还可以抑制集电极漏感尖峰电压。图3中的a-c阶段为开关管关断阶段，c-d为开关管导通阶段。在开关管关断前，电容c两端电压为零。在关断时刻(b时刻)，c会减缓集电极电压的上升速度，但同时也被充电到2vdc(在忽略该时刻的漏感尖峰电压的情况下)。电容c的大小不仅影响集电极电压的上升速度，而且决定了电阻r上的能量损耗。在q关断瞬间，c上的电压为2vdc，它储存的能量为0．5c(2vdc)2焦耳。如果该能量全部消耗在r上，则每周期内消耗在r上的能量为：
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2．3 设计参数的确定
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