在DSP系统中实现更长的电池寿命
作者：sridhar gurram, oliver brennan, and tim wilkerson
长期以来，在 mp3 播放器、个人媒体播放器、数码相机和其他便携式消费类应用中实现高性能和低功耗一直是设计人员面临的挑战。这些电池供电系统通常采用嵌入式数字信号处理器（dsp），以便在处理多媒体应用时实现最大处理能力，在睡眠模式下实现最低功耗。电池寿命在手持式电池供电产品中至关重要，因此其成功与否直接关系到电源系统的效率。
降压dc-dc开关稳压器是此类系统的关键组件，可有效地从较高电压（例如1.4 v）获得低电源电压（例如5 v）。作为稳压器，它必须保持恒定电压，快速响应上游电源或负载电流的变化。我们将在这里讨论一种提供良好调节、高效率和快速响应的架构。
开关稳压器剖析
图1所示为使用adi公司低占空比、2102 mhz、同步降压转换器adp3的典型应用电路。它提供多种固定输出和电阻可编程电压选项。它以固定电压配置连接，从 0.8v 输入电压产生稳定的 5.5v 输出并驱动 300ma 负载。接下来将提供一个电阻可编程应用示例。
图1.adp2102连接后，从0.8 v输入产生5.5 v输出。
以下是电路操作的简要说明：将直流输出电压的一小部分与误差放大器中的内部基准进行比较，误差放大器的输出与电流检测放大器的输出进行比较，以驱动单触发，该电流导通一段时间取决于vout/vin比。单触发打开上部门控晶体管，电感l1中的电流斜坡上升。当单次超时时，晶体管关闭，电流斜坡下降。在由最小关断定时器和最小（“谷值”）电流确定的间隔后，单次再次脉冲。片内单触发定时器采用输入电压前馈，以在稳定状态下保持恒定频率。
这种振荡无限期地持续（大约3 mhz，但根据需要偏离以响应瞬态线路和负载变化），将输出电压保持在编程值，平均电感电流保持在输出负载所需的值。
上述方法相对较新。多年来，dc-dc转换的主要方法是恒定频率峰值电流方法，在降压dc-dc转换器中实现时也称为后沿调制。
adp2102还包括欠压锁定、软启动、热关断、短路保护和±1%反馈精度。这种架构允许主开关的导通时间低至或低于60 ns。
图2显示了各种条件下的典型波形。图2a显示了伴随从v大幅降低电压而来的低占空比在= 5.5 v 至 v外i 时为 0.8 v负荷= 600 ma。从图中可以看出，开关频率为45 mhz时，实现的最小导通时间为3 ns。
图2b显示了负载电流阶跃增加300 ma时的负载电流和电感电流。
图2c显示了负载电流阶跃降低300 ma时的负载电流和电感电流。
图2d显示，当器件以50%占空比工作时，没有次谐波振荡，这对于使用峰值电流模式控制的器件来说是一个问题。这种不受次谐波振荡影响的情况也适用于略大于或小于50%的占空比值。
图 2a. v在= 5.5 v， v外= 0.8 v，最小导通时间 = 45 ns。
图 2b.正负载瞬态响应（i负荷= 300 ma）。
图 2c.负负载瞬态响应（i负荷= 300 ma）。
图 2d.占空比 = 50%, vin = 3.3 v, vout = 1.8 v, iload = 300 ma.
dsp应用中的动态电压调整
在采用数字信号处理器（dsp）的便携式应用中，开关转换器通常提供dsp的内核电压和i/o轨。两种电源都需要专为电池应用设计的高效率dc-dc转换器。提供内核电压的稳压器必须能够根据处理器的时钟速度或软件的指示动态改变电压。较小的整体解决方案尺寸也很重要。
这里描述的是系统电源效率的改进，可以通过用外部高效稳压器替换blackfin处理器的内部稳压器来实现电池供电应用。还介绍了用于外部稳压器的控制软件。
动态电源管理
处理器的功耗与工作电压的平方成正比（v核心） 并与工作频率 （f ） 成线性比例西 南部).因此，降低频率将线性降低动态功耗，而降低内核电压将呈指数级降低。
当dsp只是监视活动或等待外部触发时，在功耗敏感型应用中改变时钟频率（而不是电源电压）非常有用。然而，在高性能电池供电的应用中，仅改变频率可能无法节省足够的功率。blackfin处理器和其他具有高级电源管理功能的dsp允许内核电压随着频率变化而变化，从而为每种情况寻求电池的最佳负载。
adsp-bf53x系列blackfin处理器中的动态电压调节通常通过内部电压控制器和外部mosfet实现。这种方法的优点是，可以将单个电压（vddext）施加到dsp子系统，而dsp则从mosfet获得必要的内核电压（vddint）。内部寄存器允许通过软件控制稳压内核电压，以便协调mips以及最终消耗的能量，以实现最佳的电池寿命。
为了完全实现这种内部blackfin稳压器方案，需要一个外部mosfet、一个肖特基二极管、一个大电感器和多个输出电容——这是一种相对昂贵的解决方案，效率较差，使用相对较大的pcb面积。使用集成稳压器所需的大电感器和电容器会使系统设计人员与消费者对便携式设备尽可能小的愿望发生冲突。除了集成稳压控制器的效率相对较低（通常为50%至75%）外，这种方法还不适合高性能、手持式电池供电应用。
外部监管
blackfin集成方法的原生效率可以通过设计现代dc-dc开关转换器提高到90%或更高。使用外部稳压器时，外部元件的尺寸也可以减小。
有多种动态电压调节（dvs）控制方案可供选择，从开关电阻（在某些情况下可以使用dac实现）到脉宽调制（pwm），可以实现与内部方法一样精细的粒度。无论使用哪种方案，都必须提供通过软件控制改变调节电平的能力。虽然这种调节控制方法是内部稳压器方法所固有的，但必须在外部方法中添加。
本文介绍两种调整dsp内核电压的方法，即当处理器以降低的时钟速度运行时，使用adp2102同步dc-dc转换器将内核电压动态调节至1.2 v至1.0 v的值。
采用2102.0 v至8.2 v电池供电时，高速同步开关转换器adp7可将内核电压调节至低至5.5 v。其恒定导通时间、电流模式控制和 3mhz 开关频率可提供出色的瞬态响应、极高的效率以及出色的线路和负载调节。高开关频率允许使用超小型、多层电感器和陶瓷电容器。adp3采用节省空间的3 mm × 2102 mm lfcsp封装，仅需三个或四个外部元件。功能齐全，包括欠压锁定、短路保护和热关断等安全功能。
图3所示为实现dvs的电路。adsp-bf533 ez-kit lite®评估板上的3.3 v系统电源为adp2102降压转换器供电，该转换器的输出电压使用外部电阻分压器r1和r2设置为1.2 v。dsp 的 gpio 引脚用于选择请求的内核电压。改变反馈电阻可将内核电压调节至1.2 v至1.0 v。n 沟道 mosfet 通过插入电阻 r3 与 r2 并联来修改分压器。irlml2402的0.25欧姆rdson与r3相比很小。3.3 v gpio电压用于驱动mosfet栅极。需要前馈电容cff，以获得更好的瞬态性能和更好的负载调整率。
图3.adp2102的动态电压调节，采用外部mosfet和blackfin pwm控制。
两电平切换的一般应用要求是：
dsp 内核电压 （v出1） = 1.2 v
dsp 内核电压 （v出2） = 1.0 v
输入电压 = 3.3 v
输出电流 = 300 ma
高阻值电阻用于最大限度地降低通过电阻分压器的功率损耗。前馈电容降低了开关期间栅极至漏极电容的影响。通过使用较小的反馈电阻和较大的前馈电容，可以最大限度地减少此转换期间引起的过冲和下冲，但前提是额外的功耗。
图4所示为输出电流，我外、输出电压、v外和控制电压，vsel.低电平vsel将输出电压调整至 1.0 v，并在vsel将其缩放至1.2 v。
图4.用一个 mosfet 调制底部反馈电阻。
为dvs产生两种不同电压的更简单方法使用控制电压vc，通过附加电阻将电流注入反馈网络。调整控制电压的占空比会改变其平均直流电平。因此，可以使用单个控制电压和电阻来调节输出电压。以下公式用于计算电阻r的值2/ 13，以及控制电压幅值，vc_low和 vc_high.
(1)
(2)
跟v外1= 1.2 v，v外2 = 1.0 v，vfb= 0.8 v，vc_low= 3.3 v，vc_high= 0 v 和 r1= 49.9 科姆，r2和 r3可以按如下方式计算
(3)
(4)
这种方法会产生更平滑的过渡。任何可以驱动阻性负载的控制电压都可以用于此方案，而mosfet开关方法只能与可以驱动容性负载的控制信号源一起使用。这种方法可以调整为任何输出电压组合和输出负载电流。因此，可以通过根据需要调整内核电压来降低dsp功耗。图 5 显示了上述方案的实现。图6显示了使用这种电流注入方法的两个输出电压之间的转换。
图5.使用控制电压vc对adp2102进行动态电压调节。
图6.用控制电压调制底部反馈电阻。
降压型dc-dc转换器中恒定导通时间谷值电流模式控制方案的优势
恒定频率峰值电流控制方案使用两个环路（即外压环路和内电流环路）调节高输入电压以产生低输出电压。控制信号和输出之间存在最小的相移，因此允许简单的补偿。
通过nmos主开关的电感电流通常通过监测主开关导通时的压降或放置在主开关输入和漏极之间的串联电阻两端的压降来测量。在电感电流检测期间，开关节点上的寄生效应会导致振铃行为，因此在测量电感电流之前需要消隐时间。这减少了主开关在低占空比操作期间保持导通和稳定的时间。图a显示了主开关上的电感电流和电流检测信号，包括消隐时间和导通时间。
图a.消隐时间决定了使用固定频率、峰值电流模式控制的降压转换器中的主开关可以实现的最小导通时间。
在低占空比操作期间，即当输出与输入相比非常小时，主开关导通始终由内部时钟控制，并且独立于反馈环路。因此，存在最小导通时间，限制了在较高开关频率下的操作。此外，由于建立时间的限制，由于脉冲不够宽，因此无法检测电流。消隐时间主导主开关导通时间，留给电流检测的时间非常少。在手机和媒体播放器等便携式应用中，dsp内核需要0.9 v量级的输出电压。为了最小化电感器的尺寸并减小整体解决方案的尺寸，需要高开关频率;但是，使用这种控制方案，很难使用高开关频率从较高的输入电压产生低占空比电压。
后沿调制控制的第二个限制是其较差的瞬态响应。图b显示了响应负载电流正负变化的典型波形。在便携式应用中，必须实现快速瞬态响应，同时最大限度地减小输出电容尺寸和成本。当输出端出现正负载电流阶跃时，输出响应可以延迟多达一个时钟周期。在负负载电流阶跃期间，转换器强制最小宽度的高端导通时间，由电流控制环路的速度决定。因此，在负负载瞬变期间不可能实现最小延迟响应，并且会发生严重的过冲和下冲瞬变。必须在输出端增加额外的电容，以使其最小化。
图 b. 峰值电流模式控制的正负负载电流响应。
在固定频率下工作的峰值电流控制转换器的第三个限制是，占空比大于50%时的不稳定性（图c）会导致次谐波振荡，从而导致平均输出电流下降，输出电流纹波增加。占空比大于50%时，电感电流（δil1）的增加往往会随着时间的推移而增加，从而导致i2（δil2）的增加更大。为了克服这个问题，需要斜率补偿或斜坡补偿，这增加了设计的复杂性。通常，在电感电流检测信号中增加一个外部斜坡。
图 c. 占空比为 >50% 时固定频率峰值电流控制转换器的不稳定问题。
这些问题可以通过使用恒定导通时间、谷值电流模式控制方案（称为前沿调制）来克服，其中主开关的导通时间通过设计固定;关断时间根据谷值电流检测信号进行调制;并且开关周期调整为等于导通时间加上关断时间。这种架构通过为主开关提供最短的导通时间来促进高频操作，从而允许从较高的输入电压轻松产生低压输出。
在低压dc-dc降压转换器中，主开关仅导通10%的时间，而同步开关导通的其余90%时间。这使得低边开关电流的采样和处理比主开关电流更容易。
不是检测电感峰值电流来确定主开关电流，而是在主开关的关断时间内对电感谷进行采样。谷值电流检测与恒定导通时间拓扑相结合，可减少环路延迟，从而实现更快的瞬态响应。
ray ridley（延伸阅读3）证明，外部斜坡等于电流信号下降斜率的恒定频率控制的电流环路增益与恒定导通时间系统的电流环路增益相同。因此，环路增益随占空比不变，以实现恒定导通时间控制，从而保证了所有条件下的稳定性。相反，在恒定频率峰值电流控制中，环路增益随占空比增加而增加，如果使用的外部斜坡时间不足，则可能导致不稳定。
恒定导通时间、可变关断时间转换器克服了与占空比高于 50% 的固定频率操作相关的不稳定性问题，无需斜率补偿。如果负载电流增加，则周期开始前和周期结束时的干扰保持不变，因此，无论占空比如何，转换器都保持稳定。由于这种架构没有固定时钟，因此斜率补偿是多余的。
恒定导通时间、谷值电流控制的显著优势之一是能够限制降压转换器的短路电流。当降压转换器的输出短路且高端开关导通时，输出电压变为零，电感两端电压等于v在.电感电流在t的持续时间内迅速上升上.电感放电时间，t关闭，增加，因为它是由 v 决定的外/l，其中 v外实际上是短路。在电流降至所需的谷值电流限值之前，高端开关不会再次打开。因此，在短路条件下，该控制方案只能提供固定的最大电流。
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开关稳压器剖析
图1所示为使用adi公司低占空比、2102 mhz、同步降压转换器adp3的典型应用电路。它提供多种固定输出和电阻可编程电压选项。它以固定电压配置连接，从 0.8v 输入电压产生稳定的 5.5v 输出并驱动 300ma 负载。接下来将提供一个电阻可编程应用示例。
图1.adp2102连接后，从0.8 v输入产生5.5 v输出。
以下是电路操作的简要说明：将直流输出电压的一小部分与误差放大器中的内部基准进行比较，误差放大器的输出与电流检测放大器的输出进行比较，以驱动单触发，该电流导通一段时间取决于vout/vin比。单触发打开上部门控晶体管，电感l1中的电流斜坡上升。当单次超时时，晶体管关闭，电流斜坡下降。在由最小关断定时器和最小（“谷值”）电流确定的间隔后，单次再次脉冲。片内单触发定时器采用输入电压前馈，以在稳定状态下保持恒定频率。
这种振荡无限期地持续（大约3 mhz，但根据需要偏离以响应瞬态线路和负载变化），将输出电压保持在编程值，平均电感电流保持在输出负载所需的值。
上述方法相对较新。多年来，dc-dc转换的主要方法是恒定频率峰值电流方法，在降压dc-dc转换器中实现时也称为后沿调制。
adp2102还包括欠压锁定、软启动、热关断、短路保护和±1%反馈精度。这种架构允许主开关的导通时间低至或低于60 ns。
图2显示了各种条件下的典型波形。图2a显示了伴随从v大幅降低电压而来的低占空比在= 5.5 v 至 v外i 时为 0.8 v负荷= 600 ma。从图中可以看出，开关频率为45 mhz时，实现的最小导通时间为3 ns。
图2b显示了负载电流阶跃增加300 ma时的负载电流和电感电流。
图2c显示了负载电流阶跃降低300 ma时的负载电流和电感电流。
图2d显示，当器件以50%占空比工作时，没有次谐波振荡，这对于使用峰值电流模式控制的器件来说是一个问题。这种不受次谐波振荡影响的情况也适用于略大于或小于50%的占空比值。
图 2a. v在= 5.5 v， v外= 0.8 v，最小导通时间 = 45 ns。
图 2b.正负载瞬态响应（i负荷= 300 ma）。
图 2c.负负载瞬态响应（i负荷= 300 ma）。
图 2d.占空比 = 50%, vin = 3.3 v, vout = 1.8 v, iload = 300 ma.
dsp应用中的动态电压调整
在采用数字信号处理器（dsp）的便携式应用中，开关转换器通常提供dsp的内核电压和i/o轨。两种电源都需要专为电池应用设计的高效率dc-dc转换器。提供内核电压的稳压器必须能够根据处理器的时钟速度或软件的指示动态改变电压。较小的整体解决方案尺寸也很重要。
这里描述的是系统电源效率的改进，可以通过用外部高效稳压器替换blackfin处理器的内部稳压器来实现电池供电应用。还介绍了用于外部稳压器的控制软件。
动态电源管理
处理器的功耗与工作电压的平方成正比（v核心） 并与工作频率 （f ） 成线性比例西 南部).因此，降低频率将线性降低动态功耗，而降低内核电压将呈指数级降低。
当dsp只是监视活动或等待外部触发时，在功耗敏感型应用中改变时钟频率（而不是电源电压）非常有用。然而，在高性能电池供电的应用中，仅改变频率可能无法节省足够的功率。blackfin处理器和其他具有高级电源管理功能的dsp允许内核电压随着频率变化而变化，从而为每种情况寻求电池的最佳负载。
adsp-bf53x系列blackfin处理器中的动态电压调节通常通过内部电压控制器和外部mosfet实现。这种方法的优点是，可以将单个电压（vddext）施加到dsp子系统，而dsp则从mosfet获得必要的内核电压（vddint）。内部寄存器允许通过软件控制稳压内核电压，以便协调mips以及最终消耗的能量，以实现最佳的电池寿命。
为了完全实现这种内部blackfin稳压器方案，需要一个外部mosfet、一个肖特基二极管、一个大电感器和多个输出电容——这是一种相对昂贵的解决方案，效率较差，使用相对较大的pcb面积。使用集成稳压器所需的大电感器和电容器会使系统设计人员与消费者对便携式设备尽可能小的愿望发生冲突。除了集成稳压控制器的效率相对较低（通常为50%至75%）外，这种方法还不适合高性能、手持式电池供电应用。
外部监管
blackfin集成方法的原生效率可以通过设计现代dc-dc开关转换器提高到90%或更高。使用外部稳压器时，外部元件的尺寸也可以减小。
有多种动态电压调节（dvs）控制方案可供选择，从开关电阻（在某些情况下可以使用dac实现）到脉宽调制（pwm），可以实现与内部方法一样精细的粒度。无论使用哪种方案，都必须提供通过软件控制改变调节电平的能力。虽然这种调节控制方法是内部稳压器方法所固有的，但必须在外部方法中添加。
本文介绍两种调整dsp内核电压的方法，即当处理器以降低的时钟速度运行时，使用adp2102同步dc-dc转换器将内核电压动态调节至1.2 v至1.0 v的值。
采用2102.0 v至8.2 v电池供电时，高速同步开关转换器adp7可将内核电压调节至低至5.5 v。其恒定导通时间、电流模式控制和 3mhz 开关频率可提供出色的瞬态响应、极高的效率以及出色的线路和负载调节。高开关频率允许使用超小型、多层电感器和陶瓷电容器。adp3采用节省空间的3 mm × 2102 mm lfcsp封装，仅需三个或四个外部元件。功能齐全，包括欠压锁定、短路保护和热关断等安全功能。
图3所示为实现dvs的电路。adsp-bf533 ez-kit lite®评估板上的3.3 v系统电源为adp2102降压转换器供电，该转换器的输出电压使用外部电阻分压器r1和r2设置为1.2 v。dsp 的 gpio 引脚用于选择请求的内核电压。改变反馈电阻可将内核电压调节至1.2 v至1.0 v。n 沟道 mosfet 通过插入电阻 r3 与 r2 并联来修改分压器。irlml2402的0.25欧姆rdson与r3相比很小。3.3 v gpio电压用于驱动mosfet栅极。需要前馈电容cff，以获得更好的瞬态性能和更好的负载调整率。
图3.adp2102的动态电压调节，采用外部mosfet和blackfin pwm控制。
两电平切换的一般应用要求是：
dsp 内核电压 （v出1） = 1.2 v
dsp 内核电压 （v出2） = 1.0 v
输入电压 = 3.3 v
输出电流 = 300 ma
高阻值电阻用于最大限度地降低通过电阻分压器的功率损耗。前馈电容降低了开关期间栅极至漏极电容的影响。通过使用较小的反馈电阻和较大的前馈电容，可以最大限度地减少此转换期间引起的过冲和下冲，但前提是额外的功耗。
图4所示为输出电流，我外、输出电压、v外和控制电压，vsel.低电平vsel将输出电压调整至 1.0 v，并在vsel将其缩放至1.2 v。
图4.用一个 mosfet 调制底部反馈电阻。
为dvs产生两种不同电压的更简单方法使用控制电压vc，通过附加电阻将电流注入反馈网络。调整控制电压的占空比会改变其平均直流电平。因此，可以使用单个控制电压和电阻来调节输出电压。以下公式用于计算电阻r的值2/ 13，以及控制电压幅值，vc_low和 vc_high.
(1)
(2)
跟v外1= 1.2 v，v外2 = 1.0 v，vfb= 0.8 v，vc_low= 3.3 v，vc_high= 0 v 和 r1= 49.9 科姆，r2和 r3可以按如下方式计算
(3)
(4)
这种方法会产生更平滑的过渡。任何可以驱动阻性负载的控制电压都可以用于此方案，而mosfet开关方法只能与可以驱动容性负载的控制信号源一起使用。这种方法可以调整为任何输出电压组合和输出负载电流。因此，可以通过根据需要调整内核电压来降低dsp功耗。图 5 显示了上述方案的实现。图6显示了使用这种电流注入方法的两个输出电压之间的转换。
图5.使用控制电压vc对adp2102进行动态电压调节。
图6.用控制电压调制底部反馈电阻。
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通过nmos主开关的电感电流通常通过监测主开关导通时的压降或放置在主开关输入和漏极之间的串联电阻两端的压降来测量。在电感电流检测期间，开关节点上的寄生效应会导致振铃行为，因此在测量电感电流之前需要消隐时间。这减少了主开关在低占空比操作期间保持导通和稳定的时间。图a显示了主开关上的电感电流和电流检测信号，包括消隐时间和导通时间。
图a.消隐时间决定了使用固定频率、峰值电流模式控制的降压转换器中的主开关可以实现的最小导通时间。
在低占空比操作期间，即当输出与输入相比非常小时，主开关导通始终由内部时钟控制，并且独立于反馈环路。因此，存在最小导通时间，限制了在较高开关频率下的操作。此外，由于建立时间的限制，由于脉冲不够宽，因此无法检测电流。消隐时间主导主开关导通时间，留给电流检测的时间非常少。在手机和媒体播放器等便携式应用中，dsp内核需要0.9 v量级的输出电压。为了最小化电感器的尺寸并减小整体解决方案的尺寸，需要高开关频率;但是，使用这种控制方案，很难使用高开关频率从较高的输入电压产生低占空比电压。
后沿调制控制的第二个限制是其较差的瞬态响应。图b显示了响应负载电流正负变化的典型波形。在便携式应用中，必须实现快速瞬态响应，同时最大限度地减小输出电容尺寸和成本。当输出端出现正负载电流阶跃时，输出响应可以延迟多达一个时钟周期。在负负载电流阶跃期间，转换器强制最小宽度的高端导通时间，由电流控制环路的速度决定。因此，在负负载瞬变期间不可能实现最小延迟响应，并且会发生严重的过冲和下冲瞬变。必须在输出端增加额外的电容，以使其最小化。
图 b. 峰值电流模式控制的正负负载电流响应。
在固定频率下工作的峰值电流控制转换器的第三个限制是，占空比大于50%时的不稳定性（图c）会导致次谐波振荡，从而导致平均输出电流下降，输出电流纹波增加。占空比大于50%时，电感电流（δil1）的增加往往会随着时间的推移而增加，从而导致i2（δil2）的增加更大。为了克服这个问题，需要斜率补偿或斜坡补偿，这增加了设计的复杂性。通常，在电感电流检测信号中增加一个外部斜坡。
图 c. 占空比为 >50% 时固定频率峰值电流控制转换器的不稳定问题。
这些问题可以通过使用恒定导通时间、谷值电流模式控制方案（称为前沿调制）来克服，其中主开关的导通时间通过设计固定;关断时间根据谷值电流检测信号进行调制;并且开关周期调整为等于导通时间加上关断时间。这种架构通过为主开关提供最短的导通时间来促进高频操作，从而允许从较高的输入电压轻松产生低压输出。
在低压dc-dc降压转换器中，主开关仅导通10%的时间，而同步开关导通的其余90%时间。这使得低边开关电流的采样和处理比主开关电流更容易。
不是检测电感峰值电流来确定主开关电流，而是在主开关的关断时间内对电感谷进行采样。谷值电流检测与恒定导通时间拓扑相结合，可减少环路延迟，从而实现更快的瞬态响应。
ray ridley（延伸阅读3）证明，外部斜坡等于电流信号下降斜率的恒定频率控制的电流环路增益与恒定导通时间系统的电流环路增益相同。因此，环路增益随占空比不变，以实现恒定导通时间控制，从而保证了所有条件下的稳定性。相反，在恒定频率峰值电流控制中，环路增益随占空比增加而增加，如果使用的外部斜坡时间不足，则可能导致不稳定。
恒定导通时间、可变关断时间转换器克服了与占空比高于 50% 的固定频率操作相关的不稳定性问题，无需斜率补偿。如果负载电流增加，则周期开始前和周期结束时的干扰保持不变，因此，无论占空比如何，转换器都保持稳定。由于这种架构没有固定时钟，因此斜率补偿是多余的。
恒定导通时间、谷值电流控制的显著优势之一是能够限制降压转换器的短路电流。当降压转换器的输出短路且高端开关导通时，输出电压变为零，电感两端电压等于v在.电感电流在t的持续时间内迅速上升上.电感放电时间，t关闭，增加，因为它是由 v 决定的外/l，其中 v外实际上是短路。在电流降至所需的谷值电流限值之前，高端开关不会再次打开。因此，在短路条件下，该控制方案只能提供固定的最大电流。
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