ZCS全桥相移DC/DC变换器的工作原理、优点及应用
引言
移相全桥零电流开关dc/dc变换器是一种适用于大功率开关电源的软开关电路。它具有主电路结构简单，易于实现高频化；变压器的漏感可以纳入谐振电路实现功率器件软开关；主电路采用igbt时，电压应力也很小。因为电路中igbt的关断是在零电流条件下，可以有效地抑止igbt由于拖尾电流带来的关断损耗。主电路变压器匝比小则有更容易避免饱和的优点。
1、燃料电池并网系统
本论文研究的是一个输入电压为100 v，输出±380 v的dc/dc变换器，应用于燃料电池并网发电系统，完成燃料电池输出和并网逆变器输入之间升压功能。系统结构框图如图1所示，其所采用的dc/dc升压装置原理如图2所示。
本文所分析的电路，通过输入电感储能向输出端供电，类似与boost电路，由于在启动过程中，输出电压从0开始逐渐增大，在启动的一段时间范围内，输入电感始终处于充电状态，电感电流持续增大，最终导致输入电流过流。另外，在输出端也会有类似boost电路的电压超调现象，使得输出电压过压。因此如何解决电流型dc/dc变换器启动过程中出现的输入过流、输出过压问题，成为此种电流型dc/dc变换器能否应用于燃料电池发电系统前端dc/dc变换器的关键技术之一。
2、 电路控制原理
图3所示为主电路igbt驱动的时序，电路工作原理类似于boost电路。具体分析见参考文献。
为了达到快速调整输出电压、输入电流的目的，在该dc/dc变换器中采用输出电压外环和输入电流内环构成的双环控制系统。参考电压vref作为电压外环的给定，电压外环的输出作为电流内环的给定。由于电流内环的作用，使闭环响应速度加快，并有效限制输出电流纹波，控制框图如图4所示。同时，由于电压外环的作用使输出电压有效榨制在后级逆变器所要求的电压值的范围内。
3、 电流型dc/dc变换器启动电路的设计
本文所采用的启动电路结构如图5所示，在输入电感上附加一个耦合线圈。
在电路启动过程中，给原边的四个igbt加上完全相同的控制信号，即采用同时开通或同时关断的方式，此时，电路主变压器被短路，整个电路等效为一个flyback拓扑。为减小桥臂上开关管电压应力，在电感原边安装rcd吸收电路。为限制启动电流增大过快，启动时占空比从o逐渐增大。具体的控制逻辑如图6所示，采用三角波和逐渐增大的一个电平信号比较得到占空比逐渐增大的pwm波形。
在启动工作模式下，电路共分两种工作模式。
3.1 模式l（充电模式）
s1～s4同时开通时工作，其过程如图7所示。
输入电压u4给电感充电，负载通过输出端大电容续流，整流二极管df上没有电流流过。假设n为输入电感上耦合线圈和原边线圈的比值，则此时整流二极管df上反向电压应力为
3.2 模式2（供电模式）
s1～s4同时关断，其工作过程如图8所示。
输入电感上的能量通过耦合在上面的副边线圈和整流二极管df向负载端释放，并给输出的大电容充电。此时原边开关管的电压应力为
由于启动过程可完全等效成一个反激电路，启动过程的最大输出电压理论上等于占空比最大时输出的电压，即
当启动电路的占空比达到最大值时，切换到正常工作模式，由于输出电容已经被充电到一个预定值，因此，切换过程中输入电感不过流。
4、 实验波形
电路实验条件如下：输入电压：dc 90v，两路输出电压：380v，两路负载各180ω，启动模式下两路输出各带死负载500ω。
图9中桥臂1的波形和理论分析的波形一致。
由图10可得，输入电流为20a。
输出电压为380v，而单路输出电压的纹波为2v，相当于单路输出电压380v的0.5％。
图11为由启动模式切换到正常工作相移模式时的单路输出电压波形。由图11可见，输出电压在切换时的超调量约为30v，基本解决了电流型全桥相移dc/dc变换器启动过程中电压超调的问题。
图12所示为启动时4个开关管之一上的电压波形，此时电压波形为处于切换前的电压波形，等效的flyback工作占空比已经从o升高到约为0.5。
图13所示为启动时输入电流波形。由图13可见，输入电流波形和反激电路flyback工作时输入电流波形是一致的。
切换至相移工作模式时后（两路输出各带500ω死负载）输入电流波形如图 14所示。
5、 结语
zcs全桥相移dc/dc变换器具有以下优点：变压器原边功率器件igbt实现零电流关断，有效减小了开关损耗，提高了效率。
通过一个在输入电感上耦合上一个线圈于输出端相连接可以实现电路的软启动，抑止了传统电流型电路启动时候的过流和过压问题。
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1、燃料电池并网系统
本论文研究的是一个输入电压为100 v，输出±380 v的dc/dc变换器，应用于燃料电池并网发电系统，完成燃料电池输出和并网逆变器输入之间升压功能。系统结构框图如图1所示，其所采用的dc/dc升压装置原理如图2所示。
本文所分析的电路，通过输入电感储能向输出端供电，类似与boost电路，由于在启动过程中，输出电压从0开始逐渐增大，在启动的一段时间范围内，输入电感始终处于充电状态，电感电流持续增大，最终导致输入电流过流。另外，在输出端也会有类似boost电路的电压超调现象，使得输出电压过压。因此如何解决电流型dc/dc变换器启动过程中出现的输入过流、输出过压问题，成为此种电流型dc/dc变换器能否应用于燃料电池发电系统前端dc/dc变换器的关键技术之一。
2、 电路控制原理
图3所示为主电路igbt驱动的时序，电路工作原理类似于boost电路。具体分析见参考文献。
为了达到快速调整输出电压、输入电流的目的，在该dc/dc变换器中采用输出电压外环和输入电流内环构成的双环控制系统。参考电压vref作为电压外环的给定，电压外环的输出作为电流内环的给定。由于电流内环的作用，使闭环响应速度加快，并有效限制输出电流纹波，控制框图如图4所示。同时，由于电压外环的作用使输出电压有效榨制在后级逆变器所要求的电压值的范围内。
3、 电流型dc/dc变换器启动电路的设计
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在电路启动过程中，给原边的四个igbt加上完全相同的控制信号，即采用同时开通或同时关断的方式，此时，电路主变压器被短路，整个电路等效为一个flyback拓扑。为减小桥臂上开关管电压应力，在电感原边安装rcd吸收电路。为限制启动电流增大过快，启动时占空比从o逐渐增大。具体的控制逻辑如图6所示，采用三角波和逐渐增大的一个电平信号比较得到占空比逐渐增大的pwm波形。
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3.1 模式l（充电模式）
s1～s4同时开通时工作，其过程如图7所示。
输入电压u4给电感充电，负载通过输出端大电容续流，整流二极管df上没有电流流过。假设n为输入电感上耦合线圈和原边线圈的比值，则此时整流二极管df上反向电压应力为
3.2 模式2（供电模式）
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4、 实验波形
电路实验条件如下：输入电压：dc 90v，两路输出电压：380v，两路负载各180ω，启动模式下两路输出各带死负载500ω。
图9中桥臂1的波形和理论分析的波形一致。
由图10可得，输入电流为20a。
输出电压为380v，而单路输出电压的纹波为2v，相当于单路输出电压380v的0.5％。
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图12所示为启动时4个开关管之一上的电压波形，此时电压波形为处于切换前的电压波形，等效的flyback工作占空比已经从o升高到约为0.5。
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