缓启动电路的工作原理、实例分析与应用

01缓启动电路的工作原理
通信产品一般采用分散供电方式，各单板上采用dc/dc模块将-48v电源转换为其所需的5v、3.3v、2.5v等子电源。由于输入电压高，电源电路中又存在用于滤波和防止dip的大电容，在单板插入上电时，会对-48v电源造成冲击，瞬时大电流将造成-48v电源电压出现跌落，可能影响到其它单板的正常工作；同时，由于瞬时大电流的原因，单板插入时在接插件上会产生明显的打火现象，这会引起电磁干扰，并对接插件造成腐蚀。为了避免上述现象，-48v电源供电单板需要“缓慢”上电。
一、缓启动电路的作用
通信设备产品单板上几乎都在电源模块的输入端设计有缓启动电路，缓启动电路的功能主要有两个：
1、延迟单板电源的上电时间：我们的单板一般都要求支持热拔插，当单板插入子架时，单板插头和母板插针的接触是不稳定的，为了避免这种抖动的影响，可以在电源模块和母板电源之间加一个电路，使母板的电源延迟一段时间以后再加到电源模块。
2、减小上电的冲击电流：由于单板电源都接有滤波电容，电源上电瞬间跳变时由于电容的充电，会产生较大的冲击电流，造成母板电源电压抖动，跌落，以及强烈的电磁辐射，很容易对其他工作中的单板造成不良影响，如果能把电源的上电速度变缓一些，就能有效的减小这种影响。
二、缓启动电路的工作原理
电路的原理图：
缓启动电路由r39，r49，c7和q31组成，q31是绝缘栅型场效应管，也是缓启动电路最关键的器件。为了理解缓启动的原理，首先我们来回顾一下mos管的一点基础知识。下图大致描述了典型的mos管的转移特性：
mos管的特性表明，当vgs小于一定电压（vth）时，ds极之间的电阻rds是很大的，可以认为开路，电流不能通过；当vgs达到vth时，mos管开始导通，rds随vgs的增加迅速减小。当vgs达到一定的程度，rds很小，可以认为ds之间是近似短路的。vth可以称之为开启电压（voltage－gate threshold），一般为2－4v。
在的缓启动电路中，电阻r39，r49和c7构成了分压式rc时间常数电路，c7并联在q31的gs极之间，也就是vc7＝vgs。当48v电源刚加到单板时，c7未充电，vgs＝0，mos不导通，电源模块不供电。随后，48v通过r39，r49向c7充电，当c7的电压达到vth时，mos开始导通，这一阶段，完成的是延时上电的作用，延迟时间可由下式估算：
uin(r39/(r39+r49))(1－e-t/ )=vth
其中，t为延迟时间， uin＝48v，为rc电路的时间常数，＝c7（r39//r49），vth一般取4v。将原理图中数值代入计算可知，延迟时间t约等于15.3ms。
mos管开始导通后，vgs继续增加（直到12v左右），rds迅速减小，缓启动的输出电压逐渐升高直到到与输入电压基本一致。电源模块开始工作，单板正式上电。在这一过程中，输出电压并不是瞬间跳变到最高的，因此，大大减轻了冲击电流的干扰。这一过程的时间与c7的充电速度，mos的特性，负载特性都有关系，难以具体计算，具体还需实测调整。
三、实测波形分析
下图是缓启动的输入电压上电波形
这是缓启动输入端在电源开关闭合瞬间的波形，可以看到画圆圈处的抖动，持续时间约1ms，如果是热拔插，这个抖动的幅度和持续时间都将可能更大。
下图是缓启动的c7电压上升波形
可以看到，上电15ms后，c7电源上升到约4v，与理论计算值基本一致。
下图是缓启动mos管的d，s间电压波形。
可以看到，在开关闭合后的14ms以内，输入电压完全加在mos的ds两端，这与理论计算值基本一致（由于mos管的vth并不一定是4v，有些误差是很正常的），从14ms开始，vds以指数方式下降，过程时间约4ms。
下图是缓启动输出的电压波形。
可以看到，对比缓启动的输入电压上电波形，缓启动的输出电压不再有开关闭合时的抖动，而且上电边沿也非常明显，过程约4ms，实现了减小上电冲击的目的。
让我们再把所有的波形放在同一时间轴上来比较一下，如下：
可以看到，经过缓启动电路之后，单板实际供电电压uout比输入电压uin总共延时了将近20ms，不但消除了上电抖动，而且有效减小了冲击。
四、总结
1、缓启动的时间常数电路必须确保电容充电完成后其电压不能大于15v，因为一般大功率mos管的g，s间击穿电压在20v左右，电压过高，会损坏mos管（现在很多单板上在电容两端并联了一个稳压管就是起这个作用的），但是也不应该低于10v，因为一般大功率mos管的d，s间电阻rds都需要vgs达到10v后才达到最小值（一般在0.1ohm量级）。
2、缓启动的延迟时间不能太长，原因有二。其一，延迟太长，热拔插时，单板接口信号线已连接，而电源仍未上电，会造成接口器件闩锁损坏；其二，缓启动关键器件mos管在从截止到导通转换的过程中瞬间功耗是非常大的，如果电容充电过于缓慢，造成边沿时间太长，mos管将因为功耗过大而损坏。延时一般取几十毫秒。
02缓启动电路实例分析与应用
根据某产品单板电路测试过程的浪涌电流冲击问题，详细分析了mos管缓启动电路的rc参数，通过分析和实际对电路参数的更改，使电路的浪涌电流冲击满足板上电源要求。
一、问题的提出
某通信产品电路测试时发现浪涌电流冲击过大，可能会损坏保险丝或mos管等器件，而且有的即使没有损坏也有可能会影响其使用寿命（图1）。
根据某产品单板电路测试过程的浪涌电流冲击问题，详细分析了mos管缓启动电路的rc参数，通过分析和实际对电路参数的更改，使电路的浪涌电流冲击满足板上电源要求。
图1改前测试冲击电流
从上图可以看出冲击电流很大，达23.0a，远大于满载工作电流（1a左右），板上电源设计指南要求是满载工作电流的3～5倍，所以需要整改以达到板上电源要求，电路原理图如图2所示。
图2原电路原理图
二、解决思路
将原电路原理图（图2）等效为图3。
图3原理图等效［注1］
注1：r270等效为r1，r271等效为r2，c136等效为c1，mos管为vt1，全部负载等效为rl，全部电容等效为cl，d1在计算中用不到。
根据mos管开启电压和rds的特性曲线（图4）可知，控制了mos管vgs电压线性度就能精确控制冲击电流。所以图3中外接电容c1、r1和r2被用来作为积分器对mos管的开关特性进行精确控制，达到控制上电冲击电流的目的。
图4本文原理图中mos管（si4463dy）vgs（th）与电流id和电阻rds的关系
原电路就是利用这个原理进行上电控制的，但是参数设置有问题，所以才出现了图1中的较大冲击电流。
现将简化电路原理图（图3）vt1前面的上电控制电路等效为图5进行计算。
图5简化vt1前面的上电控制电路
1、上电时间计算
1)时间参数τ。
由于图5（a）中mos管内部电容cgs< 2)计算电容上电时间。
根据图5（b）得：
最后计算得出：
所以uc的上电完成时间只与τ相关，但是上电的斜率将同时与r1/（r1＋r2）和τ相关，下面用两个实验予以说明。
2、实验验证
实验（1）：更改时间参数τ（更改c1）控制vgs开启速度
图6r1＝r2＝10kohm，c1＝2.2uf时上电电流波形
根据计算τ＝（r1//r2）*c1＝11ms，从图6可以看出上电时间变大了，为3.6ms，冲击电源也由原来的23.0a变为现在的9.26a。说明一定程度上控制了其上电时间和冲击电流。
但是，τ变为原来的22倍，电流冲击时间变为原来的15倍，冲击电流只变为原来的40％，不能完全够达到精确控制的目的。
实验（2）：设置uc电压以达到控制上电时间的目的
根据mos管开启电压的特性曲线图4，可以看出：1v～2.5v这段为mos管开启的过程，精确控制这段电压的上升过程（斜率）将可以有效控制上电冲击电流的大小。
更改电阻r1＝2.7k，r2＝10k和c1＝0.1uf不变时上电电流波形如图7所示。
图7r1＝2.7k，r2＝10kohm，c1＝0.1uf时上电电流波形
（红色曲线为上电电流波形，黄色为uc两端电压波形）
根据计算τ＝（r1//r2）*c1＝0.2ms，变小了，但是从图7可以看出上电时间却变大了，为425us，冲击电源也由原来的23.0a变为现在的8.35a。
对比两个实验可以发现：改变r1，τ变小了，但电流上电时间却变大了，而且电流冲击时间在只变大1.8倍的情况下，冲击电流的幅度却变为原来的36％；而改变τ（即改变c1），在电流冲击上升时间变为原来的15倍时，电流幅度才变为原来的40％，所以改变r1对mos管vgs的精确控制效果明显。
3、原因分析
电容归一化上电波形如图8所示：
t 1τ 2τ 3τ 5τ
uc 0.632 0.865 0.95 0.9933
图8归一化电容上电波形
从图8可以看出：原电路中uc两端最终电压在1τ（图8中红色曲线部分）内将从0v上升到uc*0.632=3.8v，而从3.8v上升到6v需要至少4τ（1τ～5τ）。而电路中mos管开启电压是1v～2.5v，这段电压在小于0.5τ时间内就完成了，所以可以得出其上电时间（1~2.5v的时间）应小于0.5τ，即小于250us，根据图1可以看出，冲击电流的时间约为240us左右，与计算基本吻合。
实验（1）电路中uc最终两端电压与原电路相同为6v，不过τ变为原来的22倍为11ms，mos管开启电压在1v～2.5v段上升时间也应该小于0.5τ，实测试为3.6ms，小于0.5τ（5.5ms）也基本与理论计算吻合
实验（2）电路中uc最终两端约为2.5v。开启电压的时间段处于了约1τ～3τ之间后，虽然τ变小了，但电流上电冲击时间，实测试为1.8倍［注2］，基本与理论吻合。
（注2：原电路用约0.5τ完成电流冲击，实验二电路用约2τ，原电路τ＝500us，而实验二τ（r1=2.5k）＝200us，基本上实验二的2τ（r1=2.5k）为原电路0.5τ的2倍，所以实测1.8倍基本与理论符合。）
经过上面的讨论，可以看出：对mos管的控制有两种方法：
（1）设置uc两端最终电压，控制vgs电压上升的斜率。
（2）更改时间参数τ控制vgs开启速度（也在一定程度上控制斜率）。
当然可以结合两种方法，同时进行控制，以达到控制冲击电流的目的。
三、实践情况
结合到上两个实验及分析，用两种方法控制，将参数更改为r1＝27k，r2＝100k，c1＝2.2uf，测试上电冲击电流波形如图9所示。
图9r1＝27k，r2＝100k，c1＝2.2uf，测试上电冲击电流波形
（红色为冲击电流波形，黄色为负载电压波形）
最大冲击电流为4.03a，基本满足板上电源设计要求（冲击电流为3～5a）。不过电流上电时间变为25.5ms，如需要再次降低冲击电流，可以继续加大电容。比如图10。
当电容增加到10uf时（r1＝27k，r2＝100k）时的电流上电波形。
图10r1＝27k，r2＝100k，c1＝10uf，测试上电冲击电流波形
图10中电流上电波形变为90ms。从上面的介绍可以看出“通过设置uc两端最终电压”和“更改时间参数τ控制vgs开启速度”基本上达到了控制上电冲击电流的目的，至于如何选择合适的参数，需要根据具体情况进行分析。
四、效果评价
可以用示波器对i2t进行的计算，（标称2a适配器测试）如图15、16、17所示。
图11 原电路r1＝r2=10k，c1＝0.1uf时冲击电流i2t计算
图15可以认为是原电路中mos管基本没有控制，上电瞬间适配器作为恒压源产生了“冲击”，经过示波器精确计算，在“冲击”脉冲结束时（第一个光标处）值为0.249 a2s，在正常工作前（第二个光标处值为0.522 a2s）。
图12 更改电路参数r1＝27k，r2=100k，c1＝2.2uf时冲击电流i2t计算
更改电路参数后，mos管有一定的控制作作，但是还是产生了一个“台阶”（第一光标与第二光标之间）经过示波精确计算，在脉冲结束时（第一个光标处）值为0.239 a2s，在正常工作前（第二个光标处值为0.344 a2s）。
图13 r1＝27k，r2＝100k，c1＝10uf，测试上电冲击电流波形
由于对mos管的上电控制已经接近或小于了适配器的电流提供能力，所以基本已经没了“冲击”电流（可以认为完全是mos管控制下的电流），经过计算，在正常工作前的i2t值为0.216 a2s（第二个光标处）。
注意：τ也不能过大，过大时引起上电波形过缓，导致板内器件上电时序问题，同时过于缓慢的上电波形可能还会“损伤”或引起mos管烧毁。
通过以上三个图对比：mos管的控制能力越强，“冲击”电流越小，i2t值也越小，对保险丝等器件的“损伤”也越小。
五、总结
通过以上的分析和实际测试基本上达到了控制vgs电压上升的斜率的目的，有效降低了脉冲“冲击”电流对保险丝管的影响。所以可以结合如下两种方法，同时进行控制，以达到控制冲击电流的目的。
1、设置uc两端最终电压，控制vgs电压上升的斜率。
2、更改时间参数τ控制vgs开启速度（也在一定程度上控制斜率）。
在电路设计中有几点需要特别关注。
1、uc两端的最终电压一定要保证vgs完全开启和该电压下mos管体电阻基本达到最小。
2、τ也不能过大，过大时引起上电波形过缓，导致板内器件上电时序问题，同时过于缓慢的上电波形可能还会“损伤”或引起mos管烧毁。
上电时间的选择可根据实际情况进行，建议只要满足板上电源设计要求的3～5倍“冲击”电流即可。
鉴于缓启动电路具有的优点，我们在器件选型和电路设计中可以加以利用，来提高产品的性能和质量。