LS3/5A的分频网络参数篇之低通滤波介绍
经bbc设计部改良版本的ls3/5a 分频网络fl6/23电路图及实物图如下图1:
图1ls3/5a 分频网络电路图（左）及分频器实物图（右）
初看35a电路图让人一头雾水，这与我们以往在教科书上的滤波网络电路有极大不同，低通部分像极了4阶butterworth(巴特沃斯)滤波网络，但又明显不是4阶分频的特征，电感l1为何要并联电阻r1？电感l2为何会并联电容c5及电阻r2？高通部分相对容易理解，比较标准clc形式的3阶滤波网络，但为何会存在自耦变压器l3？电阻r3的作用是什么？为何没有给出c2的数值 ?
bbcrd1976/29报告《小型监听音箱ls3/5a的设计》中给出这样的描述：“电感 l1 和电阻 r1用于平衡低音单元一般上升的轴向频率响应特性，lcr组合c 5 ，l 2 ，r 2 ，补偿这个特性的驼峰，高音单元的分频频率约为3khz。对于高音单元，电感器 l3 同时用作分频网络的分流电感器，以及作为自耦变压器，允许匹配低音单元和高音单元的不同相对灵敏度。当用于此目的时，电容器 c2 会进行调整以保持分频频率恒定。这种方便的网络形式首次用于ls5/1 扬声器^3^设计，并被证明是非常有用的。r3用作阻尼电阻器，防止振铃，而r4和c6则用于调整频段上端的频率响应。“
注：bbc rd1976/29报告《小型监听音箱ls3/5a的设计》中文版由本人翻译，您可以在本公众号‘论文图库’中找到此文。
通过以上的描述，我们对35a分频网络各元件器的作用有了一个大致的了解，但是仍有太多疑问需要解答。元器件参数是如何确定的？改变某一个或几个元器件参数会对幅频特性和相位特性产生什么样的影响？自耦变压器l3从２脚到７脚的频响特性是如何变化的？生产商是如何确定电容c2接自耦变压器l3第几脚呢？
有时候上帝会和我们开很大的玩笑——当你越想了解更多内容的同时，你却产生了更多疑问！
我曾经尝试通过经典的低通4阶及高通3阶公式计算，除了r4+c6的高音均衡电路以外，没有任何一个计算值与元件器参数相符，这个问题困扰了我很多年，差不多从15年前我就找遍国内外所有相关的描述资料，遗憾的是直到此刻根本没有。
几年前，我读到由肖鹏先生发表的《漫谈音箱设计之分频电路的滚降特性》受到很大启发，也正是这篇文章让我从新认识经典理论，它更多偏向电学领域，而在声学中完全是另一回事，其中所涉及到六个很重要的结论如下：
结论一：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。仅使用标准公式来取值无法得到预计的衰减特性。
结论二：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。以分频点处阻抗模位代入标准公式来取值也无法得到应有的衰减特性。
结论三：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。通过选择合适的补偿网络。使用标准公式来取位会获得比较接近衰减特性。
结论四：如果没有考虑障板边缘对声学特性的影响和和单元本身的spl特性来设计分频电路。会导致最终的spl与预计衰减特性偏差很大。
结论五：只能够通过实际的测量或计算机辅助分析来确定分频电路的最终的声衰减特性。而几乎不可能从分频电路的结构形式去推断出来。
结论六：在某一通路中，无论采用什么样的电路形式（甚至不采用)，只要最终得到的声衰减特性是如何的，便注定了它的声相位应该如何变化。即声相位与电路形式无关而只与声衰减特性关联。
基于以上结论，我彻底改变思路，由更多的电声理论计算转而更多的精力投入到实际测量工作中，以下描述将是我通过测量结果向各位分析各元器件对频响及相位的影响。
测量用箱： 原装rogers早期黑牌 ls3/5a编号为3611s，测量工具：lspcad，justmls软件，win7 32位操作系统；低音单元b110测量条件：近场7.17cm，时间窗宽50ms；高音单元t27 测量条件：近场9.32cm，时间窗宽50ms；为了避免高低通之间串扰，测量时将高低通滤波网络分离，并分别独立测量。同时正如bbc对授权商所做的那样，我为高低通滤波网络制定了测量用的对比参考图，所有后续测量数据都是相对的，避免由于设备误差造成的测量失准。让我们正式切入正题：
低通滤波测量：
断开高通电路，分频元件未做改变时低通滤波网络阻抗及b110单元spl曲线图，见图3，此图将做为后续低通滤波测量的对比参考图使用。
图3 分频元件未做改变时低通滤波网络阻抗及b110单元spl曲线图（断开高通电路）
下面将对逐个元器件选择不同值，以判断其对阻抗及spl的影响：
1．r1
1．1 由82ohm改成18ohm，
如图4所示，可以看到阻抗曲线600hz20000 hz与参考曲线不再拟合，其中600hz2200hz阻抗大于参考值，2200hz以上阻抗小于参考值 ，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元600hz~2200hz的spl小于参考值，2200hz以上始终大于参考值。
图4 r1=18ohm，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（参考线黑色）
1．2 r1由82ohm改成断路状态（即阻抗无穷大），
如图5所示，可以看到阻抗曲线1000hz20000 hz与参考曲线不再拟合，其中1000hz3000hz阻抗小于参考值，3000hz以上阻抗大于参考值 ，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1000hz~3000hz的spl大于参考值，3000hz以上始终小于参考值。
图5 r1=断路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（参考线黑色）
1．3 小结：
可以看出，可以通过调整r1数值改变阻抗特性及spl斜率，当r1小于82ohm时，spl左低右高，当r1大于82ohm时，spl左高右低。
2．l1
2．1 由1.53mh改成1.00mh，
图6 l1=1.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图6所示，可以看到阻抗曲线1300hz以上与参考曲线不再拟合，阻抗小于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1300hz以上的spl大于参考值。
2．2 由1.53mh改成3.00mh，
图7 l1=3.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图7所示，可以看到阻抗曲线1300hz以上与参考曲线不再拟合，阻抗大于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1300hz以上的spl小于参考值。
2．3 小结：
可以看出，可以通过调整l1数值改变阻抗特性及spl斜率，当l1小于1.53mh时，spl左低右高，截止频率增大；当l1大于1.53mh时，spl左高右低，截止频率降低。
*当我们把l1与r2并联看成一个整体，发现了什么?哇！这不就是rl轮廓调整网络嘛 ，只不过bbc的专家们在40多年前就很聪明的将低通滤波和rl轮廓调整巧妙的结合在一起，而时至今日国内的设计依未脱离lc形式的分频网络。
3．c1
3．1 由3.7uf改成0uf（即断路），
图8 c1=0，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图8所示，可以看到阻抗曲线350hz以上与参考曲线不再拟合，且从800hz以上阻抗变化剧烈，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元的spl与参考值对比以2100hz为中心左低右高，截止频率大幅升高。
3．2 由3.7uf改成12.2uf，
图9 c1=0，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图9所示，可以看到阻抗曲线500hz以上与参考曲线不再拟合，且阻抗变化剧烈，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元的spl与参考值对比以1200hz为中心左高右低，截止频率大幅降低。
3．3 小结：
可以看出，可以通过调整c1数值改变阻抗特性及spl斜率，当c1小于3.7uf时，spl左低右高，截止频率大幅升高；当c1大于3.7uf时，spl左高右低，截止频率大幅降低。c1是重要的滤波旁路，对低通网络的影响相当巨大。
*我见到最多的调整是在一批rogers的小金牌上,c1改成2.2+2.2uf的配置，这与bbc的要求不符，您可以在“前言篇”中看到相关描述，paul的猜测是保修之后的变更，但我陆续发现了很多这种配置情况，目前我无法对此给出定论。
4．r2
4．1 由33ohm改成16.5ohm，
如图10所示，可以看到阻抗曲线400hz3000 hz与参考曲线不再拟合，其中400hz1200hz阻抗小于参考值，1200hz~ 3000hz阻抗大于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元400hz1200hz的spl明显大于参考值，1200hz 3000hz与参考值相比变化不明显。
图10 r2=16.5ohm，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
4．2 r2由33ohm改成断路状态（即阻抗无穷大），
如图11所示，可以看到阻抗曲线500hz2500 hz与参考曲线不再拟合，其中500hz1200hz阻抗大于参考值，1200hz~ 2500hz阻抗小于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元500hz1200hz的spl明显小于参考值，1200hz 2500hz与参考值相比变化不明显。
图11 r2=断路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
4．3 这里有一个很有兴趣的事情，如图12是原始分频参数、图13将r2调整为23.5ohm。可以看到图13 b110的spl要比图12平坦得多（但细心的读者会发现图13在1300hz存在一个约-5db的深谷，通过调整c5可以很好的改善，稍后我会介绍到），其实这些都是由于b110的氯丁橡胶悬边老化造成的，这次测量之后，我将r2和c5做了调整，通过听力对比测试，我保证它真的更优秀。
图12 r2=33ohm， b110单元spl（未考虑障板作用-灰色，考虑障板作用选通频率450hz-黑线）
图13 r2=23.5ohm， b110单元spl（考虑障板作用选通频率450hz-黑线）
4．4 小结：
可以看出，可以通过调整r2数值改变阻抗特性及spl斜率，当r1小于33ohm时，400hz1200hz的spl明显大于参考值，当r1大于33ohm时，500hz1200hz的spl明显小于参考值，1200hz以上频段与参考值相比变化不明显。
5．c5
5．1 由6.2uf改成1.5uf，
图14 c5=1.5uf，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图14所示，可以看到阻抗曲线300hz5000 hz与参考曲线不再拟合，其中300hz900hz/ 2100hz5000 hz阻抗小于参考值，900hz 2100hz阻抗大于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元spl斜率发生变化，趋势为左高右低，截止频率降低。
5．2 由6.2uf改成短路（即容值无穷大），
图15 c5=短路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图15所示，可以看到阻抗曲线180hz以上频段与参考曲线不再拟合，阻抗曲线更接近于b110装箱后未加分频网络的原始曲线，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元spl在1000hz左右明显被抬高，截止频率略有上升。
5．3 接着4.3条的话题，如图16将c5调整为8.3uf。可以看到 图13在1300hz处的约-5db的深谷变成了”s”形，神奇的符合了±3db的标准要求。今天您已经了解到，对于那些不是过份超出标准要求的b110单元，这是我调试手段之一。
图16 c5=8.3uf， b110单元spl（考虑障板作用选通频率450hz-黑线）
5．4 小结：
可以看出，可以通过调整c5数值改变阻抗特性及spl斜率，当c5小于6.2uf时，spl左高右低，截止频率略有降低；当c5大于6.2uf时，在1000hz左右明显被抬高，截止频率略有上升。
*如果阁下已经读过了本公众号的“分频网络前言篇”，在1980年前后，bbc就是这样干的，当时的b110出现了材料不稳定的问题，到了82年5月，不得不将原始的c5参数调整到10uf，同时r2变更了22ohm。
6．l2
6．1 由2.67mh改成1.00mh，
图17 l2=1.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图17所示，可以看到阻抗曲线150~3000hz以上与参考曲线不再拟合，1000hz左侧阻抗小于参考值，右侧大于参考值；在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1000hz以下频段的spl大于参考值，1000hz以上频段的spl小于参考值，但截止频率没有变化。
6．2 由2.67mh改成6.00mh，
图18 l2=6.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图18所示，可以看到阻抗曲线110~3000hz以上与参考曲线不再拟合，700hz左侧阻抗大于参考值，左侧小于参考值；在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元900hz以下频段的spl小于参考值，900hz以上频段的spl大于参考值，但截止频率没有变化。
6．3 小结：
可以看出， l2数值对100~3000hz频段影响巨大，当l2小于2.67mh时，spl左高右略低；当l1大于2.67mh时，spl左低右略高，但截止频率没有变化。
*当我们把c5+l2+r2并联网络看成一个整体，发现了什么? 是的，只要阁下有一点理论基础，便可以看出这是标准的‘并联陷波电路‘，kef b110在装箱之后，如果不加陷波网络，会在1000hz处形成一个+5db的巨大驼峰，如图19所示，c5+l2+r2组成的lcr陷波网络正是为了解决这个问题。
图19 未加设lcr陷波网格的b110单元spl
7．c3
7．1 由3.0uf改成断路（即容值无穷小），
图20 c3=1.5uf，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图20所示，可以看到阻抗曲线整体变化不大，整体轮廓逼近参考值 ，但在spl曲线上分频点附近反映出了强烈的变化，传递函数发生重大改变，q值升高，相位变化剧烈，截止频率大幅升高。
7．2 由3.0uf改成10uf，
图21 c5=短路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图21所示，可以看到阻抗曲线整体变化不大，整体轮廓逼近参考值 ，但在spl曲线上分频点附近反映出了强烈的变化，传递函数发生重大改变，q值降低，相位变化剧烈，截止频率大幅降低。
7．3 小结：可以看出，c3对传递函数，q值、相位影响巨大，可以通过对c5的调整，改变分频点附近的相关参数及调整分频点。
*这在“前言篇”中的图6可以看到，常规应是c3=1.5+1.5uf，但图中的配置却是c3=1.5+4.7uf，paul的猜测是保修之后的变更，但我陆续发现了在前期的rogers小金牌很多这种配置情况，目前我无法对此给出定论。
** *针对以上各元件测量，我仅举了两个相对极端的测量条件作为代表案例，实际上我测量了更多的数据用以指导分频器校调工作。
读到此处，也许您会明白一点道理，现阶段大批量ls3/5a都超过30岁， 一定数量的b110由于材料的老化导致一些严重的问题，从而影响其性能发挥，您手中的35a也许外观非常靓丽，但它们真的还是原来的状态吗？回答这个问题最好的方式是需要通过测量来验证，毕竟我们大部分人都不是ralph mills的金耳朵，虽然我希望大家都是。任何的私自更换高低音单元的行为都是不被接受的，会面临两个严重问题，第一，你可能无法判断这个单元是否符合标准；第二，即使符合标准你也无法确定高低音单元的响度是否匹配。一个真实的问题是，现在很难找到满足标准要求的的b110，因为合乎要求的基本上都安装在35a上了。所以，任何尝试更换原装单元的行为其实都是愚蠢的，除非它坏掉了不得不更换。需要补充说明，频响、相位、群延时等特性非常重要，但这只是必要条件而不是全部，只有这些还远远不够，正如bbc所做的那样，必须要经过全面的听力对比测试才能保证。
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图1ls3/5a 分频网络电路图（左）及分频器实物图（右）
初看35a电路图让人一头雾水，这与我们以往在教科书上的滤波网络电路有极大不同，低通部分像极了4阶butterworth(巴特沃斯)滤波网络，但又明显不是4阶分频的特征，电感l1为何要并联电阻r1？电感l2为何会并联电容c5及电阻r2？高通部分相对容易理解，比较标准clc形式的3阶滤波网络，但为何会存在自耦变压器l3？电阻r3的作用是什么？为何没有给出c2的数值 ?
bbcrd1976/29报告《小型监听音箱ls3/5a的设计》中给出这样的描述：“电感 l1 和电阻 r1用于平衡低音单元一般上升的轴向频率响应特性，lcr组合c 5 ，l 2 ，r 2 ，补偿这个特性的驼峰，高音单元的分频频率约为3khz。对于高音单元，电感器 l3 同时用作分频网络的分流电感器，以及作为自耦变压器，允许匹配低音单元和高音单元的不同相对灵敏度。当用于此目的时，电容器 c2 会进行调整以保持分频频率恒定。这种方便的网络形式首次用于ls5/1 扬声器^3^设计，并被证明是非常有用的。r3用作阻尼电阻器，防止振铃，而r4和c6则用于调整频段上端的频率响应。“
注：bbc rd1976/29报告《小型监听音箱ls3/5a的设计》中文版由本人翻译，您可以在本公众号‘论文图库’中找到此文。
通过以上的描述，我们对35a分频网络各元件器的作用有了一个大致的了解，但是仍有太多疑问需要解答。元器件参数是如何确定的？改变某一个或几个元器件参数会对幅频特性和相位特性产生什么样的影响？自耦变压器l3从２脚到７脚的频响特性是如何变化的？生产商是如何确定电容c2接自耦变压器l3第几脚呢？
有时候上帝会和我们开很大的玩笑——当你越想了解更多内容的同时，你却产生了更多疑问！
我曾经尝试通过经典的低通4阶及高通3阶公式计算，除了r4+c6的高音均衡电路以外，没有任何一个计算值与元件器参数相符，这个问题困扰了我很多年，差不多从15年前我就找遍国内外所有相关的描述资料，遗憾的是直到此刻根本没有。
几年前，我读到由肖鹏先生发表的《漫谈音箱设计之分频电路的滚降特性》受到很大启发，也正是这篇文章让我从新认识经典理论，它更多偏向电学领域，而在声学中完全是另一回事，其中所涉及到六个很重要的结论如下：
结论一：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。仅使用标准公式来取值无法得到预计的衰减特性。
结论二：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。以分频点处阻抗模位代入标准公式来取值也无法得到应有的衰减特性。
结论三：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。通过选择合适的补偿网络。使用标准公式来取位会获得比较接近衰减特性。
结论四：如果没有考虑障板边缘对声学特性的影响和和单元本身的spl特性来设计分频电路。会导致最终的spl与预计衰减特性偏差很大。
结论五：只能够通过实际的测量或计算机辅助分析来确定分频电路的最终的声衰减特性。而几乎不可能从分频电路的结构形式去推断出来。
结论六：在某一通路中，无论采用什么样的电路形式（甚至不采用)，只要最终得到的声衰减特性是如何的，便注定了它的声相位应该如何变化。即声相位与电路形式无关而只与声衰减特性关联。
基于以上结论，我彻底改变思路，由更多的电声理论计算转而更多的精力投入到实际测量工作中，以下描述将是我通过测量结果向各位分析各元器件对频响及相位的影响。
测量用箱： 原装rogers早期黑牌 ls3/5a编号为3611s，测量工具：lspcad，justmls软件，win7 32位操作系统；低音单元b110测量条件：近场7.17cm，时间窗宽50ms；高音单元t27 测量条件：近场9.32cm，时间窗宽50ms；为了避免高低通之间串扰，测量时将高低通滤波网络分离，并分别独立测量。同时正如bbc对授权商所做的那样，我为高低通滤波网络制定了测量用的对比参考图，所有后续测量数据都是相对的，避免由于设备误差造成的测量失准。让我们正式切入正题：
低通滤波测量：
断开高通电路，分频元件未做改变时低通滤波网络阻抗及b110单元spl曲线图，见图3，此图将做为后续低通滤波测量的对比参考图使用。
图3 分频元件未做改变时低通滤波网络阻抗及b110单元spl曲线图（断开高通电路）
下面将对逐个元器件选择不同值，以判断其对阻抗及spl的影响：
1．r1
1．1 由82ohm改成18ohm，
如图4所示，可以看到阻抗曲线600hz20000 hz与参考曲线不再拟合，其中600hz2200hz阻抗大于参考值，2200hz以上阻抗小于参考值 ，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元600hz~2200hz的spl小于参考值，2200hz以上始终大于参考值。
图4 r1=18ohm，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（参考线黑色）
1．2 r1由82ohm改成断路状态（即阻抗无穷大），
如图5所示，可以看到阻抗曲线1000hz20000 hz与参考曲线不再拟合，其中1000hz3000hz阻抗小于参考值，3000hz以上阻抗大于参考值 ，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1000hz~3000hz的spl大于参考值，3000hz以上始终小于参考值。
图5 r1=断路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（参考线黑色）
1．3 小结：
可以看出，可以通过调整r1数值改变阻抗特性及spl斜率，当r1小于82ohm时，spl左低右高，当r1大于82ohm时，spl左高右低。
2．l1
2．1 由1.53mh改成1.00mh，
图6 l1=1.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图6所示，可以看到阻抗曲线1300hz以上与参考曲线不再拟合，阻抗小于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1300hz以上的spl大于参考值。
2．2 由1.53mh改成3.00mh，
图7 l1=3.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图7所示，可以看到阻抗曲线1300hz以上与参考曲线不再拟合，阻抗大于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1300hz以上的spl小于参考值。
2．3 小结：
可以看出，可以通过调整l1数值改变阻抗特性及spl斜率，当l1小于1.53mh时，spl左低右高，截止频率增大；当l1大于1.53mh时，spl左高右低，截止频率降低。
*当我们把l1与r2并联看成一个整体，发现了什么?哇！这不就是rl轮廓调整网络嘛 ，只不过bbc的专家们在40多年前就很聪明的将低通滤波和rl轮廓调整巧妙的结合在一起，而时至今日国内的设计依未脱离lc形式的分频网络。
3．c1
3．1 由3.7uf改成0uf（即断路），
图8 c1=0，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图8所示，可以看到阻抗曲线350hz以上与参考曲线不再拟合，且从800hz以上阻抗变化剧烈，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元的spl与参考值对比以2100hz为中心左低右高，截止频率大幅升高。
3．2 由3.7uf改成12.2uf，
图9 c1=0，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图9所示，可以看到阻抗曲线500hz以上与参考曲线不再拟合，且阻抗变化剧烈，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元的spl与参考值对比以1200hz为中心左高右低，截止频率大幅降低。
3．3 小结：
可以看出，可以通过调整c1数值改变阻抗特性及spl斜率，当c1小于3.7uf时，spl左低右高，截止频率大幅升高；当c1大于3.7uf时，spl左高右低，截止频率大幅降低。c1是重要的滤波旁路，对低通网络的影响相当巨大。
*我见到最多的调整是在一批rogers的小金牌上,c1改成2.2+2.2uf的配置，这与bbc的要求不符，您可以在“前言篇”中看到相关描述，paul的猜测是保修之后的变更，但我陆续发现了很多这种配置情况，目前我无法对此给出定论。
4．r2
4．1 由33ohm改成16.5ohm，
如图10所示，可以看到阻抗曲线400hz3000 hz与参考曲线不再拟合，其中400hz1200hz阻抗小于参考值，1200hz~ 3000hz阻抗大于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元400hz1200hz的spl明显大于参考值，1200hz 3000hz与参考值相比变化不明显。
图10 r2=16.5ohm，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
4．2 r2由33ohm改成断路状态（即阻抗无穷大），
如图11所示，可以看到阻抗曲线500hz2500 hz与参考曲线不再拟合，其中500hz1200hz阻抗大于参考值，1200hz~ 2500hz阻抗小于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元500hz1200hz的spl明显小于参考值，1200hz 2500hz与参考值相比变化不明显。
图11 r2=断路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
4．3 这里有一个很有兴趣的事情，如图12是原始分频参数、图13将r2调整为23.5ohm。可以看到图13 b110的spl要比图12平坦得多（但细心的读者会发现图13在1300hz存在一个约-5db的深谷，通过调整c5可以很好的改善，稍后我会介绍到），其实这些都是由于b110的氯丁橡胶悬边老化造成的，这次测量之后，我将r2和c5做了调整，通过听力对比测试，我保证它真的更优秀。
图12 r2=33ohm， b110单元spl（未考虑障板作用-灰色，考虑障板作用选通频率450hz-黑线）
图13 r2=23.5ohm， b110单元spl（考虑障板作用选通频率450hz-黑线）
4．4 小结：
可以看出，可以通过调整r2数值改变阻抗特性及spl斜率，当r1小于33ohm时，400hz1200hz的spl明显大于参考值，当r1大于33ohm时，500hz1200hz的spl明显小于参考值，1200hz以上频段与参考值相比变化不明显。
5．c5
5．1 由6.2uf改成1.5uf，
图14 c5=1.5uf，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图14所示，可以看到阻抗曲线300hz5000 hz与参考曲线不再拟合，其中300hz900hz/ 2100hz5000 hz阻抗小于参考值，900hz 2100hz阻抗大于参考值，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元spl斜率发生变化，趋势为左高右低，截止频率降低。
5．2 由6.2uf改成短路（即容值无穷大），
图15 c5=短路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图15所示，可以看到阻抗曲线180hz以上频段与参考曲线不再拟合，阻抗曲线更接近于b110装箱后未加分频网络的原始曲线，在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元spl在1000hz左右明显被抬高，截止频率略有上升。
5．3 接着4.3条的话题，如图16将c5调整为8.3uf。可以看到 图13在1300hz处的约-5db的深谷变成了”s”形，神奇的符合了±3db的标准要求。今天您已经了解到，对于那些不是过份超出标准要求的b110单元，这是我调试手段之一。
图16 c5=8.3uf， b110单元spl（考虑障板作用选通频率450hz-黑线）
5．4 小结：
可以看出，可以通过调整c5数值改变阻抗特性及spl斜率，当c5小于6.2uf时，spl左高右低，截止频率略有降低；当c5大于6.2uf时，在1000hz左右明显被抬高，截止频率略有上升。
*如果阁下已经读过了本公众号的“分频网络前言篇”，在1980年前后，bbc就是这样干的，当时的b110出现了材料不稳定的问题，到了82年5月，不得不将原始的c5参数调整到10uf，同时r2变更了22ohm。
6．l2
6．1 由2.67mh改成1.00mh，
图17 l2=1.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图17所示，可以看到阻抗曲线150~3000hz以上与参考曲线不再拟合，1000hz左侧阻抗小于参考值，右侧大于参考值；在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元1000hz以下频段的spl大于参考值，1000hz以上频段的spl小于参考值，但截止频率没有变化。
6．2 由2.67mh改成6.00mh，
图18 l2=6.00mh，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图18所示，可以看到阻抗曲线110~3000hz以上与参考曲线不再拟合，700hz左侧阻抗大于参考值，左侧小于参考值；在spl曲线上反映出了对应的变化，b110单元900hz以下频段的spl小于参考值，900hz以上频段的spl大于参考值，但截止频率没有变化。
6．3 小结：
可以看出， l2数值对100~3000hz频段影响巨大，当l2小于2.67mh时，spl左高右略低；当l1大于2.67mh时，spl左低右略高，但截止频率没有变化。
*当我们把c5+l2+r2并联网络看成一个整体，发现了什么? 是的，只要阁下有一点理论基础，便可以看出这是标准的‘并联陷波电路‘，kef b110在装箱之后，如果不加陷波网络，会在1000hz处形成一个+5db的巨大驼峰，如图19所示，c5+l2+r2组成的lcr陷波网络正是为了解决这个问题。
图19 未加设lcr陷波网格的b110单元spl
7．c3
7．1 由3.0uf改成断路（即容值无穷小），
图20 c3=1.5uf，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图20所示，可以看到阻抗曲线整体变化不大，整体轮廓逼近参考值 ，但在spl曲线上分频点附近反映出了强烈的变化，传递函数发生重大改变，q值升高，相位变化剧烈，截止频率大幅升高。
7．2 由3.0uf改成10uf，
图21 c5=短路，低通滤波网络阻抗及b110单元spl与参考对比图（测量线红色 ，参考线蓝色，请忽略粗黑线）
如图21所示，可以看到阻抗曲线整体变化不大，整体轮廓逼近参考值 ，但在spl曲线上分频点附近反映出了强烈的变化，传递函数发生重大改变，q值降低，相位变化剧烈，截止频率大幅降低。
7．3 小结：可以看出，c3对传递函数，q值、相位影响巨大，可以通过对c5的调整，改变分频点附近的相关参数及调整分频点。
*这在“前言篇”中的图6可以看到，常规应是c3=1.5+1.5uf，但图中的配置却是c3=1.5+4.7uf，paul的猜测是保修之后的变更，但我陆续发现了在前期的rogers小金牌很多这种配置情况，目前我无法对此给出定论。
** *针对以上各元件测量，我仅举了两个相对极端的测量条件作为代表案例，实际上我测量了更多的数据用以指导分频器校调工作。
读到此处，也许您会明白一点道理，现阶段大批量ls3/5a都超过30岁， 一定数量的b110由于材料的老化导致一些严重的问题，从而影响其性能发挥，您手中的35a也许外观非常靓丽，但它们真的还是原来的状态吗？回答这个问题最好的方式是需要通过测量来验证，毕竟我们大部分人都不是ralph mills的金耳朵，虽然我希望大家都是。任何的私自更换高低音单元的行为都是不被接受的，会面临两个严重问题，第一，你可能无法判断这个单元是否符合标准；第二，即使符合标准你也无法确定高低音单元的响度是否匹配。一个真实的问题是，现在很难找到满足标准要求的的b110，因为合乎要求的基本上都安装在35a上了。所以，任何尝试更换原装单元的行为其实都是愚蠢的，除非它坏掉了不得不更换。需要补充说明，频响、相位、群延时等特性非常重要，但这只是必要条件而不是全部，只有这些还远远不够，正如bbc所做的那样，必须要经过全面的听力对比测试才能保证。
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