用于解决FM调制低功耗方案的IQ调制器的精度和线性介绍
简介
为通信应用生成模拟或数字fm时，iq调制器提供通用的低功耗解决方案。示例设计将显示混合信号mcu如何用于执行相位累加器和正弦/余弦查找表功能。证明了iq调制器精度和线性度的重要性。
应用
fm很有用，因为pa的高效率很容易实现。在产品层面，应用可以是无线麦克风，耳机和头盔无线电，以及手持双向无线电。
一些数字fm调制方案是连续相移频键控（fsk），gfsk和m-ary fsk。在商业双向无线电业务中流行的dmr调制标准使用窄带4fsk，其可以如此处所述生成。 1 模拟fm可以是宽带fm或窄带fm（nbfm），如下所述。
为什么要使用iq调制器？
存在许多用于产生fm的经典电路技术，例如在vco或参考振荡器或两者中将调制添加到pll中。电抗调制是另一种经典方法。这些方法的缺点是该设计变得特定于频带以及该频带的单独pll或电抗调制器。例如，k vco 或pll环路增益的变化可能会有问题。
iq调制器方法的好处是：
频率捷变，
本质上面向未来，适合成为软件定义无线电（sdr），
可以实现出色的调制精度。
生成模拟fm
在此fm应用中，iq调制器可用作精确的360度相位调制器。由于相位是频率的时间积分，因此周期性更新的相位累加器执行时间积分功能。 2
如图1所示，系统的行为类似于传统的dds，相位累加器寄存器可以递增和递减。 3 查找表（lut）包含正弦和余弦函数，因此在精确相位处生成固定幅度的旋转矢量。这个复杂的信号由iq调制器向上转换，以lo频率为中心。对于高调制精度，iq调制器（如ltc5599和ltc5589）需要差分基带驱动，ltc6362可在所需的v cm = 1.4v下轻松实现。 dac重建滤波器对于衰减由于采样引起的dac奈奎斯特图像至关重要。通过选择无源lc滤波器技术，我们可以潜在地降低信道外噪声基底。
基本的dds调谐方程可以应用于此应用。请注意，我们正在合成正或负δf，它表示瞬时频率偏差：
其中：
f out =复杂的输出频率，hz。可以是正频率或负频率。
m =二进制调谐字。可以是正数或负数。
refclk =累加器更新率，hz。
n =相位累加器的长度，位。
通过代入m =最大调谐字，计算 f out 显示调制器输出的最大瞬时频率偏差。
因为 f out 在许多fm应用中通常很低，例如对于nbfm系统，5.5 khz，对于 refclk 的要求也相应较低，符合上述dds公式。在许多情况下，整个角度调制过程在混合信号mcu中实现变得切实可行，以 refclk 速率进行中断驱动。重要的是，当相位累加器寄存器溢出或下溢时，相位环绕也会保持相位旋转连续且无缝。这使得精确的直流耦合调频成为可能。
音频限制和预加重
用于模拟音频的fm发射器通常会采用限制器，以防止fm过度偏离和溅入相邻频道。精心设计的系统将利用软限制，以便在发生这种情况时将听觉失真降至最低。
如果接收器没有高音频频率的去加重，接收器输出端的白噪声将是令人反感的。为了补偿这一点，发射机通常利用较高频率的音频预加重，以获得音频通带上的净整体平坦响应。 4
由于iq调制器基本上用作精确移相器，因此实现预加重有两种基本方法：
使用相位调制（不是fm）传输音频。这很好用;然而，fm偏差的限制变得稍微复杂一些，因为目标是限制频率偏移，而不是相位偏移。 fm输入对于编码亚听觉ctcss或dcs信令仍然有用。 5
使用rc网络在fm调制之前预先强调音频。这是一种优选的方法，因为偏差限制不依赖于频率。
无论选择哪种方法，对于所需通带以外的频率，仍需要额外的低通和高通音频滤波。
带通配置中的fir滤波器具有完全消除dc频率误差的优点，否则dc频率误差可能以dc偏移的形式通过adc。如果要求高中心频率稳定性，这是一个很好的优势。
iq调制器损伤的影响
iq调制器损伤分为两大类：lo泄漏和图像抑制（ir） lo泄漏导致fm基带矢量旋转偏离中心摆动，产生与偏差和调制速率相关的am和杂散产物。通常，有两种发生lo泄漏的机制：通过调制器ic传导，并在ic周围辐射。整体屏蔽效能应该使后者稍微小于前者。
图像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函数。任何一种的降级都会使矢量旋转变成椭圆形状，这也会产生与偏差和速率相关的杂散产物。
iq调制器（如ltc5589 / 99）可以使lo泄漏和镜像拒绝。为获得最佳性能，请调整这些寄存器以获得最低的fm失真，并将值保留在非易失性存储器中。随后的测试结果将显示此方法通常可以获得多少改进。
过多的差分基带驱动也会产生不需要的输出杂散产物，通常为3 rd 次序和更高。 rf输出功率的小幅降低可以大大降低杂散电平，反之亦然。
nbfm的设计实例
对于图1所示的系统，最大fm偏差计算如下：
8位adc驱动单位增益fir滤波器。二进制输出范围= -128到+127。
refclk = adc转换率
=相位累加器更新率
= 196 khz。
n = 11位
因此，峰值fm偏差=
要减少相位截断杂散，所有11个累加器位映射到lut条目，总共2,048个正弦条目，加上2,048个余弦条目。每个条目都是8位宽，与每个dac的分辨率相匹配。 lut初始化仅在上电时使用浮点触发功能发生一次，具有适当的缩放和舍入以匹配dac输入范围。再一次，这很容易在混合信号mcu的能力范围内。
在这个例子中，11位累加器比来自adc的8位输入m长3位。 fir滤波器。三位是可接受的最小值。对于满量程输入转换，最大相变为-128 /（2 11 ）= -1/16 th 周期，或-22.5度。典型的相变将会少得多。它希望保持最大相变相对较小，以保持iq轨迹沿着恒定功率圆，而不是在圆上短切。
为了加快构建，该项目采用了来自类似项目的基带差分放大器和dac重建滤波器，其详细信息已在线记录。 6 每个滤波器为5 th 阶，具有<< 0.5db的通带平坦度，同时在奈奎斯特图像频率，190khz及更高的频率下提供至少35db的衰减。
测试结果
上述系统的测试结果，nbfm的设计实例如下所示。 iq调制器是工厂演示板上的ltc5599，所有寄存器都处于默认状态，除了为使用的lo频率设置的多相中心频率寄存器，439.44 mhz。
矢量信号分析仪（vsa）是测试调制精度的理想仪器。对于此测试，vsa用于解调iq调制器输出，如图2所示.vsa处于模拟解调模式，显示相对于时间的瞬时fm或解调fm波形的fft。
图3和图4显示了该设计可能具有的出色线性度。在两幅图中，adc的输入峰峰值幅度保持不变，我们观察到输出调制深度也保持不变。
图5和图6说明了模拟fm的fft在调整调制寄存器之前和之后，输出对于揭示杂散产物至关重要，以最大限度地减少损伤。如前所述，基带驱动幅度的轻微下降将减少高阶杂散产物。对于许多基本应用，不需要调整寄存器。
图7显示频率误差目前约为96 hz。这是由于adc输出端的dc偏移误差造成的。在该示例设计中，1 lsb贡献δf= 196khz / 2 11 = 95.7hz。通过在fir滤波器中包括高通响应可以消除偏移。同样的数字也显示了大约的总剩余fm。 3 hz rms，即由于lo的实验室级信号发生器。板载单芯片pll解决方案将展示更多。该图中的噪声尖峰随机出现，并且被认为是由于adc偏移略大于1 lsb，但小于2 lsb。
图8显示了rf输出功率和频谱。射频输出功率约为。 + 0.6dbm。平均值用于显示dac图像杂散产物的水平，在这种情况下约为-70dbc。通过 refclk 频率的轻微增加可以轻松实现进一步减少。
结论
从用于模拟fm应用的低功率调制器可以获得出色的fm调制精度。对于诸如音频的较低带宽应用，可以使用mcu来计算fm基带矢量。 iq调制器内的dc偏移和图像抑制寄存器允许调整以获得最佳性能。
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应用
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一些数字fm调制方案是连续相移频键控（fsk），gfsk和m-ary fsk。在商业双向无线电业务中流行的dmr调制标准使用窄带4fsk，其可以如此处所述生成。 1 模拟fm可以是宽带fm或窄带fm（nbfm），如下所述。
为什么要使用iq调制器？
存在许多用于产生fm的经典电路技术，例如在vco或参考振荡器或两者中将调制添加到pll中。电抗调制是另一种经典方法。这些方法的缺点是该设计变得特定于频带以及该频带的单独pll或电抗调制器。例如，k vco 或pll环路增益的变化可能会有问题。
iq调制器方法的好处是：
频率捷变，
本质上面向未来，适合成为软件定义无线电（sdr），
可以实现出色的调制精度。
生成模拟fm
在此fm应用中，iq调制器可用作精确的360度相位调制器。由于相位是频率的时间积分，因此周期性更新的相位累加器执行时间积分功能。 2
如图1所示，系统的行为类似于传统的dds，相位累加器寄存器可以递增和递减。 3 查找表（lut）包含正弦和余弦函数，因此在精确相位处生成固定幅度的旋转矢量。这个复杂的信号由iq调制器向上转换，以lo频率为中心。对于高调制精度，iq调制器（如ltc5599和ltc5589）需要差分基带驱动，ltc6362可在所需的v cm = 1.4v下轻松实现。 dac重建滤波器对于衰减由于采样引起的dac奈奎斯特图像至关重要。通过选择无源lc滤波器技术，我们可以潜在地降低信道外噪声基底。
基本的dds调谐方程可以应用于此应用。请注意，我们正在合成正或负δf，它表示瞬时频率偏差：
其中：
f out =复杂的输出频率，hz。可以是正频率或负频率。
m =二进制调谐字。可以是正数或负数。
refclk =累加器更新率，hz。
n =相位累加器的长度，位。
通过代入m =最大调谐字，计算 f out 显示调制器输出的最大瞬时频率偏差。
因为 f out 在许多fm应用中通常很低，例如对于nbfm系统，5.5 khz，对于 refclk 的要求也相应较低，符合上述dds公式。在许多情况下，整个角度调制过程在混合信号mcu中实现变得切实可行，以 refclk 速率进行中断驱动。重要的是，当相位累加器寄存器溢出或下溢时，相位环绕也会保持相位旋转连续且无缝。这使得精确的直流耦合调频成为可能。
音频限制和预加重
用于模拟音频的fm发射器通常会采用限制器，以防止fm过度偏离和溅入相邻频道。精心设计的系统将利用软限制，以便在发生这种情况时将听觉失真降至最低。
如果接收器没有高音频频率的去加重，接收器输出端的白噪声将是令人反感的。为了补偿这一点，发射机通常利用较高频率的音频预加重，以获得音频通带上的净整体平坦响应。 4
由于iq调制器基本上用作精确移相器，因此实现预加重有两种基本方法：
使用相位调制（不是fm）传输音频。这很好用;然而，fm偏差的限制变得稍微复杂一些，因为目标是限制频率偏移，而不是相位偏移。 fm输入对于编码亚听觉ctcss或dcs信令仍然有用。 5
使用rc网络在fm调制之前预先强调音频。这是一种优选的方法，因为偏差限制不依赖于频率。
无论选择哪种方法，对于所需通带以外的频率，仍需要额外的低通和高通音频滤波。
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iq调制器损伤分为两大类：lo泄漏和图像抑制（ir） lo泄漏导致fm基带矢量旋转偏离中心摆动，产生与偏差和调制速率相关的am和杂散产物。通常，有两种发生lo泄漏的机制：通过调制器ic传导，并在ic周围辐射。整体屏蔽效能应该使后者稍微小于前者。
图像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函数。任何一种的降级都会使矢量旋转变成椭圆形状，这也会产生与偏差和速率相关的杂散产物。
iq调制器（如ltc5589 / 99）可以使lo泄漏和镜像拒绝。为获得最佳性能，请调整这些寄存器以获得最低的fm失真，并将值保留在非易失性存储器中。随后的测试结果将显示此方法通常可以获得多少改进。
过多的差分基带驱动也会产生不需要的输出杂散产物，通常为3 rd 次序和更高。 rf输出功率的小幅降低可以大大降低杂散电平，反之亦然。
nbfm的设计实例
对于图1所示的系统，最大fm偏差计算如下：
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refclk = adc转换率
=相位累加器更新率
= 196 khz。
n = 11位
因此，峰值fm偏差=
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在这个例子中，11位累加器比来自adc的8位输入m长3位。 fir滤波器。三位是可接受的最小值。对于满量程输入转换，最大相变为-128 /（2 11 ）= -1/16 th 周期，或-22.5度。典型的相变将会少得多。它希望保持最大相变相对较小，以保持iq轨迹沿着恒定功率圆，而不是在圆上短切。
为了加快构建，该项目采用了来自类似项目的基带差分放大器和dac重建滤波器，其详细信息已在线记录。 6 每个滤波器为5 th 阶，具有<< 0.5db的通带平坦度，同时在奈奎斯特图像频率，190khz及更高的频率下提供至少35db的衰减。
测试结果
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图3和图4显示了该设计可能具有的出色线性度。在两幅图中，adc的输入峰峰值幅度保持不变，我们观察到输出调制深度也保持不变。
图5和图6说明了模拟fm的fft在调整调制寄存器之前和之后，输出对于揭示杂散产物至关重要，以最大限度地减少损伤。如前所述，基带驱动幅度的轻微下降将减少高阶杂散产物。对于许多基本应用，不需要调整寄存器。
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结论
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