TL431偏置电流的正确设置
众所周知，tl431在开关电源(smps)反馈环路中是参考电压。该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器，具有操作简单和成本低廉等优点。虽然tl431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流，以致在无意间降低产品的最终性能。
tl431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动npn
晶体管的参考电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与tl431的vref(参考电压)进行比较。
图1 tl431等效电路图
转换器简化直流模型如图2所示，vout与vref通过受传输率影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为vref/α。然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，rsol表示开环输出阻抗。
vout=(vref-α×vout) ×β×g- rsol×vout / rl (1)
vout= vref×β×g/(1+α×β×g+ rsol / rl) (2)
静态误差=vref/α- vout= vref×(rsol+ rl)/ [α×(rsol+α×β×g×rl+rl)] (3)
从式(3)中可看出，增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度。受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。任何发生器均可简化为它的thevenin等效，即一个电压电源vth
(空载时测得的vout，即令式2中的rsol / rl
=0)与一个输出阻抗rth的串联电路。设当负载电阻rl为闭环输出阻抗rth时，输出电压vout可减小至vth/2，以此来计算输出阻抗rth，也可将其表示为rscl。令vth/2
= vout求rscl，由式(2)可得：
vref×β×g/(1+α×β×g)/2=vref×β×g/(1+α×β×g+ rsol/rth) (4)
rscl = rsol/(1+α×β×g) (5)
由式(5)可得出如下结论：
如果直流误差放大器的增益较大，且dc 较高，则rscl接近于零；
由于对反馈返回路径进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，rscl开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；
当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为rsol。此时，系统开环工作。
因此，为了减小静态误差，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数smps
设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由tl431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接。
图3 使用传统的分流稳压器配置连接tl431
假设图3中的rbias不存在。首先计算分压器网络rupp和rlow，桥接电流ib应大于tl431参考引脚的偏置电流6.5a(最大值)，以减小因偏置而引起的rupp误差。对于12v输出电压，假设
ib=1ma。由于tl431通过rlow施加的电压为2.5v，而rupp施加的电流为1ma，因此可以计算出rlow为 2.5 / 1m =
2.5k，而rupp则等于(12-2.5)/
1m=9.5k。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算rs。rs必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于1.2v，以启动空载工作状态下的跳周期。在ncp1200中，引脚2和内部5v参考电压间有一个8k的上拉电阻。如果反馈电流为475a，可将引脚2拉至1.2v
(vpin2=5-475×8k)。考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例(ctr)，则rs必须小于(vout-2.5-1v) /
950<8.94k，假设为8.2k。
在ctr为150%的较差情况下，表示led中需要的电流较小，如果将8.2k电阻与tl431串联，则会发生以下情况：
1. 轻负载情况：ifb = 475a，则il = 475/ 1.5 = 316a
2. 中负载情况：vfb = 2.3v，ifb = 337.5a，则 il = 337.5/ 1.5=225a
3. 重负载情况：vfb = 3v，ifb = 250a，则il = 250/1.5 = 166a
在这种情况下，tl431的偏置电流不仅随着负载电流而变化，而且也随着光耦合器ctr的变化而变化。此外，减小rs也不起任何作用，应该通过调节led的内部电流，来调整控制器端的正确反馈电压。这种情况的设计问题源自tl431的数据表：必须插入大于1ma的偏置电流，才能从不同规格的tl431增益中获益。如果不能正确偏置tl431，就会降低开环增益，导致增大，rscl也随之增大。
这一问题可通过增加偏置电阻rbias，在外部施加一个偏置电流而解决。由于最缺少电流，所以必须计算此电阻在较差情况下，也就是重负载情况和最高ctr时的值。这时il
= 166ua。因此，rs上的电压为166×8.2k = 1.36v。假设led的正激压降为1v，则阴极电压为12 -1.36-1 =
9.64v。已知vout恒定为12v，通过rbias施加1ma电流得到，rbias = (12-9.64) / 1m = 2.36k，或用
2.2k得到归一化值。因此，在 tl431上施加的最小电流为 1ma + 166ua = 1.16ma。在空载情况下，il=316 ua
，阴极电压为12-(8.2k×316)-1 = 8.4v，因此，流经tl431的总偏置电流为(12-8.4)/2.2k=
1.63ma，加上实际的反馈电流值316ua，总偏置电流为1.95ma，应处于安全电流范围内。
在ncp1200构成的电源上进行了有偏置电阻和无偏置电阻的实验，结果如图4所示。没有偏置元件时，输出阻抗测量值为57m；连接偏置电阻(阻值为3.3k)后，输出阻抗值降至4m。
图4 tl431偏置电流过低时性能将明显下降
总之，通过外部电阻对tl431进行正确偏置是非常重要的。如果无法承受额外的1ma输出电流的预算(由于要尽量降低空载待机能耗)，就应使用tlv431
(vref = 1.24v) 或ncp100 (vref =
0.7v)，因为它们只需要100a的最小偏置电流，且击穿电压更小。此外，8.2k的串联电阻rs极为罕见，因为该电阻结合光耦合器的集电极上拉电阻可以产生直流增益。如果电阻值约为1k或稍大于1k，则更接近标准值。0
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vout= vref×β×g/(1+α×β×g+ rsol / rl) (2)
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=0)与一个输出阻抗rth的串联电路。设当负载电阻rl为闭环输出阻抗rth时，输出电压vout可减小至vth/2，以此来计算输出阻抗rth，也可将其表示为rscl。令vth/2
= vout求rscl，由式(2)可得：
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rscl = rsol/(1+α×β×g) (5)
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由于对反馈返回路径进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，rscl开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；
当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为rsol。此时，系统开环工作。
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图3 使用传统的分流稳压器配置连接tl431
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ib=1ma。由于tl431通过rlow施加的电压为2.5v，而rupp施加的电流为1ma，因此可以计算出rlow为 2.5 / 1m =
2.5k，而rupp则等于(12-2.5)/
1m=9.5k。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算rs。rs必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于1.2v，以启动空载工作状态下的跳周期。在ncp1200中，引脚2和内部5v参考电压间有一个8k的上拉电阻。如果反馈电流为475a，可将引脚2拉至1.2v
(vpin2=5-475×8k)。考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例(ctr)，则rs必须小于(vout-2.5-1v) /
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在ctr为150%的较差情况下，表示led中需要的电流较小，如果将8.2k电阻与tl431串联，则会发生以下情况：
1. 轻负载情况：ifb = 475a，则il = 475/ 1.5 = 316a
2. 中负载情况：vfb = 2.3v，ifb = 337.5a，则 il = 337.5/ 1.5=225a
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，阴极电压为12-(8.2k×316)-1 = 8.4v，因此，流经tl431的总偏置电流为(12-8.4)/2.2k=
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图4 tl431偏置电流过低时性能将明显下降
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0.7v)，因为它们只需要100a的最小偏置电流，且击穿电压更小。此外，8.2k的串联电阻rs极为罕见，因为该电阻结合光耦合器的集电极上拉电阻可以产生直流增益。如果电阻值约为1k或稍大于1k，则更接近标准值。0
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