单级功率因数校正（PFC）变换器的设计
单级功率因数校正（pfc）变换器的设计
摘要：介绍了一种单级功率因数校正（pfc）变换器，重点讨论了变换器的主要设计。
关键词：变换器；单级功率因数校正；设计
1 引言
为了减少对交流电网的谐波污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如iec1000-3-2，它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。
为了使输入电流谐波满足要求，必须加入功率因数校正（pfc）。目前应用得最广泛的是pfc级＋dc/dc级的两级方案，它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能，但它的缺点是电路复杂，成本高。
在单级功率因数校正变换器[1]中，pfc级和dc/dc级共用一个开关管和一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低的优点，适用于小功率场合。本文介绍了一种单级pfc变换器的基本原理及其设计过程。
2 单级pfc变换器
单级pfc变换器的原理图如图1所示，是一种基于脉宽调制（pwm）的变换器。变换器的pfc级采用boost电感电路，而dc/dc级采用双管单端正激电路结构。
图1 单 级 功 率 因 数 校 正 变 换 器 的 原 理 图
pwm集成芯片采用了uc3842，是一种电流型控制的专用芯片，具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容，连接在驱动变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构，得到两路同相隔离的驱动信号，从而实现了dc/dc级的双管驱动。
变换器的过流保护由电阻r9检测到开关管的过流信号，封锁uc3842的输出信号，实现过流保护。电压负反馈控制由电阻r12和r13获得输出电压信号。
变换器的工作原理简述如下：当变换器接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压经电阻r17降压后，给uc3842提供启动电压。进入正常工作后，二次绕组n3提供uc3842的工作电压（12v）；绕组n2的高频电压经整流滤波，由tl431获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到uc3842，去控制开关管的导通与截止，实现稳压的目的。在一个开关周期ts内，控制boost电感工作在不连续导电模式（dcm）下，使得输入电流波形自然跟随输入电压波形，从而实现了功率因数校正。
3 变换器的设计
3.1 emi滤波器的设计
emi滤波器能有效地抑制电网噪声，提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性[2]。单级pfc变换器的pfc级工作在不连续导电模式下，其输入电流波形为脉动三角波，因此其前端需添加emi滤波器以滤除高频纹波。
emi滤波器电路如图1所示，包括共模扼流圈（亦称共模电感）和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰，其电感量与emi滤波器的额定电流有关。本文中的单级pfc变换器的额定电流为1a，取共模电感值为15mh。滤波电容c11和c13主要滤除串模干扰，容量大致为0.01μf～0.47μf。c14和c15跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效抑制共模干扰，容量范围是2200pf～0.1μf。
3.2 功率器件的选取
变换器的开关器件一般均选用功率场效应管（mosfet），依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级，并预留有1.5～2倍的电压和2～3倍的电流裕量。在单管变换器中，开关器件的电压uceo通常可按经验公式选取
uceo=udmax/(1－d) （1）
式中：udmax为漏源极的最大电压；
d为占空比。
开关器件的电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。本文中，由于采用双管电路结构，每个开关管所承受的电压为uceo的一半，故选用耐压500v、电流8a的irf840。
变换器中pfc级的二极管选用了超快速恢复二极管，而dc/dc级整流输出端选用肖特基整流二极管，以减小二极管的压降。
3.3 变换器电感的设计
在单级pfc变换器中，为了实现功率因数校正，通常控制pfc级的boost电感工作在不连续导电模式；而为了提高变换器的效率，dc/dc级一般采用连续导电模式，在一个开关周期内，通过l1和l2的电流如图2所示。
图 2 开 关 周 期 内 通 过l1和l2的 电 流
为了使boost电感工作于dcm，则有
(1－d) （4）
式中：l2为dc/dc级的储能电感值。
在本文中，要求ts=8.33μs，d=0.2，uo=16v，rl=2.133ω，uc1=380v。故选取l1=100μh，l2=20μh。
功率因数校正的实验结果如图3所示。图中，第一条波形是交流输入电压经整流桥后的电压波形，第二条波形是流经boost电感l1的电流波形，近似于正弦波。实验得到的功率因数为0.97。
图3 输入电压vin与电流il1
3.4 高频变压器的设计
高频变压器是变换器的核心元件，它的性能好坏不仅影响其本身的发热和效率，而且还会影响到变换器的技术性能和可靠性。
1）磁芯的选用
本文的负载设计为uo=16v，io=7.5a，由高频变压器的二次绕组n2绕组提供。而绕组n3提供uc3842的工作电源，其输出功率很小，可忽略。由设定条件可知，高频变压器的输出功率为
p2=16×7.5=120w
根据文献[3]给出的输出功率与磁芯尺寸的关系，选用了pq32－30磁芯，其有效截面积为167mm2。
2）绕组匝数的确定
变压器初级绕组电压幅值up1为
up1=uc1－δu1≈uc1=380v （5）
式中：uc1是变压器输入直流电压(等于中间储能电容上的电压)；
δu1是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和，在实际计算中可以忽略。
变压器二次绕组n2的电压幅值up2
up2==83.5v（6）
式中：δu2是变压器二次绕组的电阻压降与整流管的压降之和。
初级绕组匝数n1为
n1= （7）
式中：f是开关频率（120khz）；
δbm是磁通增量，此处取δbm=0.15t。
n1=×104=25.3匝 （8）
实际取n1为26匝。
二次绕组n2匝数为
n2=n1=×26=5.7≈6匝 （9）
二次绕组n3提供uc3842的12v工作电压，其匝数由下式得到
n3=n1=≈4匝（10）
式中：up3为二次绕组n3的电压幅值。
4 结语
应用脉宽调制集成控制芯片uc3842构成的单级pfc变换器，具有电路结构简单、成本低等优点。不仅获得稳定的输出，而且实现了功率因数校正。
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