HFAN-08.2.0： 如何控制和补偿热电冷却器 （TEC）
热电冷却器 （tec） 可用于许多需要精确温度控制的应用中。温度关键组件与tec和温度监测器集成到单个热工程模块中。tec还可以通过反转电流来加热。tec的小尺寸允许对单个组件进行精确的热控制，例如光纤激光驱动器，精密基准电压源或任何温度关键设备。
本应用笔记简要讨论了tec设计的起源和历史，然后概述了tec的基本操作。tec控制和补偿问题随之而来。本文最后对优化tec进行了详细的分析和方程式。
介绍
1821年，托马斯·塞贝克（thomas seebeck）发现，当两个不同材料的导体连接在一个回路中并且两个结之间存在温差时，电流流过回路。十二年后，j. c. peltier展示了相反的效果：通过切割回路中的一根导体并迫使电流通过回路，在两个结之间观察到温差。由于当时可用的材料，所涉及的大电流产生的电阻热主导了珀尔帖效应。随着最近材料的进步，这些结点已变得更加实用，可用作热电热泵，其功能与碳氟化合物基蒸汽压缩制冷相同。虽然仍然不如蒸汽循环装置有效，但这些液络部没有运动部件或工作流体，并且尺寸可能非常小。
基本操作理论
由于珀尔帖效应可以通过电力线性控制，因此热电冷却器 （tec） 已在许多涉及精确温度控制的应用中被发现。温度关键组件、tec 和温度监控器集成在单个热工程模块中。tec控制需要能够提供正负电压的可逆电源。为了通过单电源实现这一点，可以使用h桥电路。虽然线性电源噪声低，但其效率低下需要大型元件和额外的隔热层，以防止稳压器废热加载冷却器。或者，两个具有互补驱动器的同步降压电路可提供更高效率的电源，可从单个正电源提供双极性电源。两个输出电压的强制脉宽调制 （pwm） 控制允许电流源出和吸收。在电流吸收期间，电力被回收并发送回电源线。
tec的小尺寸允许对单个组件进行精确的热控制，例如光纤激光驱动器，精密基准电压源或任何其他温度关键设备。tec还可以通过反转电流来加热。
tec 功率控制
max1968和max1978是高度集成的h桥pwm开关模式驱动器，设计用于帕尔贴tec模块。
max1968在28引脚耐热增强型tssop-ep封装上集成了四个电源开关和pwm控制，是控制tec的一种高性价比方案。max48采用1978引脚tqfn-ep封装，包括max1968的所有电路以及构建热反馈环路所需的放大器。max8520和max8521采用20引脚tqfn （max8520）或36焊球wlp （max8521）封装，具有最小的pcb占位面积。max1978底部的裸露焊盘允许其封装耗散高达3.2w，并采用单3v电源提供双极性±3v/5a。开关频率可选择在 500khz 或 1mhz 频率下进行。独立的正负输出电流限值以及电压限值集成在芯片上，并可使用外部电阻器进行设置。模拟控制信号精确设置 tec 电流，与 tec 电压无关。高度集成的max1978为tec的驱动和控制提供了高性价比的解决方案，控制环路仅需无源外部元件。
使用控制回路调节tec温度
为了进行精确的温度控制，tec模块内部或附近的本地监视器发送温度信息，并与参考进行比较，从而产生错误信号。该误差信号被放大并发送到tec公司。然后，tec改变本地监视器温度，从而完成循环。与任何控制环路一样，稳态精度与直流环路增益有关。鉴于热质量大，温度监测器可能需要数十秒才能响应tec变化。因此，tec和监控环路的补偿可能需要慢速积分器以避免振荡和过冲。由于积分器最终需要较大的时间常数，因此很难找到具有足够低漏电的高值电容器来实现高直流增益。因此，为了实现稳定性，必须选择最小尺寸的积分器电容器。
要开始补偿热回路，必须了解tec模块的热响应。tec模块的低频响应可以通过使用max1968或max1978作为tec的驱动器、模块中的内部热敏电阻以及亚赫兹容量的网络分析仪（如安捷伦® hp3562a动态信号分析仪）来测量。大多数半导体激光二极管tec模块的行为大致类似于两极系统。第一极从20mhz开始，第二极从1hz开始。如果没有网络分析仪，请测量直流增益，并假设 20mhz 和 1hz 极点近似 tec 响应。虽然这个模型很粗糙，但它有助于我们理解闭环的局限性。由于模块具有20mhz的慢速极点，因此tec模块预计会有90度的相移，最高可达1hz。此后，第二极产生潜在的振荡条件。
冷却模式下的tec响应如图1中的实线以图形方式显示。由于在相同的输入电流下，tec的加热能力是冷却的四倍，因此该响应可能相差6db。散热、环境温度和模块内部产生的热量等其他因素也会改变响应。来自不同制造商的模块也可能有不同的响应。如果使用没有内部热敏电阻的tec模块，请分别表征所选tec和热敏电阻的频率响应。
图1.tec 频率响应。
补偿循环
图2所示的比例积分微分（pid）控制器是一个很好的起点。从这里，可以进行调整以优化tec响应。为了获得最高的直流增益，需要一个积分器。图2中的积分器由c2形成，并增加了第三个极点，如果没有r3（图2），则无法稳定。r3在单位增益交越之前将零插入积分器;理想情况下，这应该发生在第一极20mhz。它可以推到70mhz，没有任何稳定性问题。尽管此过程会产生从20mhz到70mhz的二阶响应，但相位永远不会达到振荡条件（180度）。如图 1 中的红色虚线所示。
图2.pid控制器电路。
图1中由c1、r2和r2组成的差分网络增加了另一个零，以抵消tec模块中的第二个1hz极点。该零点提供了额外的相位裕量，以更高的频率闭合环路。图 1 中用蓝色虚线说明了这一点。虽然不需要与高环路带宽相关的快速响应，但需要高直流增益和小电容。补偿器使用c3在30hz时滚降增益，从而减少向环路注入的噪声。在tec应用中，该电路允许环路在2hz下交越，并在很宽的范围内提供良好的相位裕量。
图3中的tec热环路是2hz分频器的补偿示例。选择尽可能高的r3允许最小的积分器电容c2。然而，这种方法是以pid阶段更高的增益为代价的。因为我们必须在 70mhz 处插入一个零，所以我们使用以下关系：
fz1 = 1/(2π × c2 × r3)
用 f跟1 = 70mhz并选择r3 = 243kω，得出c2 = 9.36μf。我们选择10μf作为设计。现在我们选择 r1 = 10kω。这允许前端放大器（u2）获得足够的增益，以减少反射积分器（u1）误差，同时保持合理的电容尺寸。
图3.热回路框图。
现在我们必须插入一个零点以消除 tec 的第二个极点在 1hz。由于我们需要良好的相位裕量，因此我们将零点插入所需的交越频率除以至少5或0.4hz。这在交越频率下提供了更好的相位裕量。然后，我们将r1产生的极点放置在至少比交越频率高5倍或10hz的位置来终止零点。这限制了环路交叉后积分器部分的增益。
因此，因为：
fz2 = 1/(2π × c1 × r2)
并带有f跟2 = 0.4hz，r2 = 510kω，因此c1 = 0.78μf。我们选择1μf作为设计。为了找到 r1，我们使用关系：
f3 = 1/（2pi × c1 × r1）
当f3 = 10hz和c1 = 1μf时，我们发现r1 = 15.9kω。我们使用10kω来提供更好的相位裕量。 然后，我们必须将滚降频率设置为 30hz。当r3 = 243kω时，fc= 30hz，并且：
fc= 1/（2π × c3 × r3）
我们发现c3 = 0.022μf。
现在tec响应已经优化，系统增益必须针对2hz的交越进行调整。从图1中可以看出，在2hz时，未补偿传递函数（图1中的实线）具有-30db增益。如果我们想要2hz单位增益交越，我们必须在30hz时提供+2db增益。由于u1及其组件的增益为2hz，因此我们必须从所需的总系统增益中减去该增益，以求出前端增益。r3和c1定义了u1的增益。在2hz时，r1、r2、c2和c3可以忽略不计。c1在2hz时的无功阻抗可以使用以下公式找到：
xc= -j/（2π × fc× c1
c1 = 1μf 和 f 时c= 2hz，因此：
xc= -j79.6kω
u1的增益g的大小为：
g = |r3/xc|
r3 = 243kω 和 x 时c= -j79.6kω， g = 3.05 或 9.7db.在不忽略r1、r2、c2和c3的情况下，对该增益进行全面分析，得出g = 3.11或9.8db，从而验证了我们的假设。我们现在必须在前端提供20.3db，以实现2hz的单位增益交叉。
前端增益部分有两个功能：减少u1中积分器的误差，并对热敏电阻的温度信息进行采样。r4、r5和u2设置的直流增益（图3）需要足够高，以确保误差信号不会被pid补偿部分覆盖。当r4 = 10kω和r5 = 100kω时，前端增益为11或20.8db，足以超过pid补偿部分的9.7db。来自热敏电阻的温度读数作为误差信号传递到pid控制部分。误差信号表示实际温度（therm）和所需温度（设定点in）之间的差异。u2输出端的误差信号可以计算为：
其中1.5v是通过10kω电阻连接到therm的基准电压源的值;rt是热敏电阻的电阻;和 v设置是设定点 in 处的电压。
使用补偿热回路调节tec温度
整个环路和补偿值的示例如图3所示。通过知道电阻值 rt将在给定温度下，v设置可以选择将热敏电阻的温度自动调节到该值。此示例使用跳线可选的数模转换器（dac）或电位计来控制v设置.通过将误差信号发送到pid补偿部分来调节温度，pid补偿部分控制tec驱动器的模拟输入，直到误差信号接近0。由于pid补偿器提供了良好的相位裕量，因此该电路对加热或冷却模式下的tec增益变化具有很强的耐受性。
选择组件
为该电路选择元件将取决于应用所需的特定要求。max1978提供片内放大器，足以满足这种设计拓扑。如果使用max1968、max8520或max8521，那么像max4477asa这样具有低失调电压漂移的运算放大器是u2和u3的理想选择。由于热敏电阻处的信号电平较低，因此应使用屏蔽线。u1应具有超低漏电流，以避免高电路阻抗产生的直流偏移。漏电流为4475pa （最大值）的max150asa运算放大器是一个不错的选择。u1周围的元件，特别是c2和c3，应选择具有最高漏电阻的元件;c2需要尽可能低的热漂移。聚苯乙烯薄膜电容器是最佳选择，但它们非常大且昂贵。陶瓷电容器是一个不错的选择，但较大的值可能会泄漏到足以导致增益误差。请勿使用电解电容器或钽电容器。用 pc 板走线构成的保护环应连接到 u1 的同相引脚周围和下方，并在其组件上。保护环拦截任何可能在求和结中引起错误的杂散电流。助焊剂、湿气和玻璃纤维 pc 板会导致漏电流，保护环可以改善这些影响。对电路板及其组件进行保形涂层有助于防止污染物干扰电路性能。
测试tec控制回路和模块
可以使用单位步长函数测试循环。温度设定点的简单变化应该会在热敏电阻中引起响应，该响应收敛于新的温度设定点，而过冲很小。在阶跃响应中观察到的振铃表明交越频率处的相位裕量较差。通过记录振铃频率和振铃数，可以调整直流增益（交越频率）或补偿电路（相位裕量），直到满足可接受的响应。
通过使用这种方法并深入了解tec行为，可以在没有网络分析仪的情况下补偿tec环路。即使借助网络分析仪，也应在加热和冷却模式下以单位步进响应检查系统。在冷却模式下加热tec和在加热模式下冷却是最坏的情况。环路中的直流误差可以使用输入阻抗为 6gω 的 1 位仪表进行测量，例如用于测量 set point in 和 therm 之间差值的 agilent 34401a（图 3）。该误差应在100μv范围内。可以使用泰克® ada400a 等差分放大器和示波器在同一点测量噪声。带宽为100hz时，该误差应低于20μvp-p.
结论
精密热控制应用将继续使用tec作为解决方案。tec性能有望继续提高，使其成为越来越多的温度控制应用的更具吸引力的解决方案。tec甚至可以取代用于加热和冷却家庭的蒸汽循环制冷设备。tec驱动器和热控制回路才刚刚开始找到实际应用。
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萨瑞微LED芯片项目入选科技部重点专项
场效应管放大电路特点
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标准简化无线传感和控制网络开发
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低损耗稳相电缆的组成结构
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cbb21和cbb22可以互换吗
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本应用笔记简要讨论了tec设计的起源和历史，然后概述了tec的基本操作。tec控制和补偿问题随之而来。本文最后对优化tec进行了详细的分析和方程式。
介绍
1821年，托马斯·塞贝克（thomas seebeck）发现，当两个不同材料的导体连接在一个回路中并且两个结之间存在温差时，电流流过回路。十二年后，j. c. peltier展示了相反的效果：通过切割回路中的一根导体并迫使电流通过回路，在两个结之间观察到温差。由于当时可用的材料，所涉及的大电流产生的电阻热主导了珀尔帖效应。随着最近材料的进步，这些结点已变得更加实用，可用作热电热泵，其功能与碳氟化合物基蒸汽压缩制冷相同。虽然仍然不如蒸汽循环装置有效，但这些液络部没有运动部件或工作流体，并且尺寸可能非常小。
基本操作理论
由于珀尔帖效应可以通过电力线性控制，因此热电冷却器 （tec） 已在许多涉及精确温度控制的应用中被发现。温度关键组件、tec 和温度监控器集成在单个热工程模块中。tec控制需要能够提供正负电压的可逆电源。为了通过单电源实现这一点，可以使用h桥电路。虽然线性电源噪声低，但其效率低下需要大型元件和额外的隔热层，以防止稳压器废热加载冷却器。或者，两个具有互补驱动器的同步降压电路可提供更高效率的电源，可从单个正电源提供双极性电源。两个输出电压的强制脉宽调制 （pwm） 控制允许电流源出和吸收。在电流吸收期间，电力被回收并发送回电源线。
tec的小尺寸允许对单个组件进行精确的热控制，例如光纤激光驱动器，精密基准电压源或任何其他温度关键设备。tec还可以通过反转电流来加热。
tec 功率控制
max1968和max1978是高度集成的h桥pwm开关模式驱动器，设计用于帕尔贴tec模块。
max1968在28引脚耐热增强型tssop-ep封装上集成了四个电源开关和pwm控制，是控制tec的一种高性价比方案。max48采用1978引脚tqfn-ep封装，包括max1968的所有电路以及构建热反馈环路所需的放大器。max8520和max8521采用20引脚tqfn （max8520）或36焊球wlp （max8521）封装，具有最小的pcb占位面积。max1978底部的裸露焊盘允许其封装耗散高达3.2w，并采用单3v电源提供双极性±3v/5a。开关频率可选择在 500khz 或 1mhz 频率下进行。独立的正负输出电流限值以及电压限值集成在芯片上，并可使用外部电阻器进行设置。模拟控制信号精确设置 tec 电流，与 tec 电压无关。高度集成的max1978为tec的驱动和控制提供了高性价比的解决方案，控制环路仅需无源外部元件。
使用控制回路调节tec温度
为了进行精确的温度控制，tec模块内部或附近的本地监视器发送温度信息，并与参考进行比较，从而产生错误信号。该误差信号被放大并发送到tec公司。然后，tec改变本地监视器温度，从而完成循环。与任何控制环路一样，稳态精度与直流环路增益有关。鉴于热质量大，温度监测器可能需要数十秒才能响应tec变化。因此，tec和监控环路的补偿可能需要慢速积分器以避免振荡和过冲。由于积分器最终需要较大的时间常数，因此很难找到具有足够低漏电的高值电容器来实现高直流增益。因此，为了实现稳定性，必须选择最小尺寸的积分器电容器。
要开始补偿热回路，必须了解tec模块的热响应。tec模块的低频响应可以通过使用max1968或max1978作为tec的驱动器、模块中的内部热敏电阻以及亚赫兹容量的网络分析仪（如安捷伦® hp3562a动态信号分析仪）来测量。大多数半导体激光二极管tec模块的行为大致类似于两极系统。第一极从20mhz开始，第二极从1hz开始。如果没有网络分析仪，请测量直流增益，并假设 20mhz 和 1hz 极点近似 tec 响应。虽然这个模型很粗糙，但它有助于我们理解闭环的局限性。由于模块具有20mhz的慢速极点，因此tec模块预计会有90度的相移，最高可达1hz。此后，第二极产生潜在的振荡条件。
冷却模式下的tec响应如图1中的实线以图形方式显示。由于在相同的输入电流下，tec的加热能力是冷却的四倍，因此该响应可能相差6db。散热、环境温度和模块内部产生的热量等其他因素也会改变响应。来自不同制造商的模块也可能有不同的响应。如果使用没有内部热敏电阻的tec模块，请分别表征所选tec和热敏电阻的频率响应。
图1.tec 频率响应。
补偿循环
图2所示的比例积分微分（pid）控制器是一个很好的起点。从这里，可以进行调整以优化tec响应。为了获得最高的直流增益，需要一个积分器。图2中的积分器由c2形成，并增加了第三个极点，如果没有r3（图2），则无法稳定。r3在单位增益交越之前将零插入积分器;理想情况下，这应该发生在第一极20mhz。它可以推到70mhz，没有任何稳定性问题。尽管此过程会产生从20mhz到70mhz的二阶响应，但相位永远不会达到振荡条件（180度）。如图 1 中的红色虚线所示。
图2.pid控制器电路。
图1中由c1、r2和r2组成的差分网络增加了另一个零，以抵消tec模块中的第二个1hz极点。该零点提供了额外的相位裕量，以更高的频率闭合环路。图 1 中用蓝色虚线说明了这一点。虽然不需要与高环路带宽相关的快速响应，但需要高直流增益和小电容。补偿器使用c3在30hz时滚降增益，从而减少向环路注入的噪声。在tec应用中，该电路允许环路在2hz下交越，并在很宽的范围内提供良好的相位裕量。
图3中的tec热环路是2hz分频器的补偿示例。选择尽可能高的r3允许最小的积分器电容c2。然而，这种方法是以pid阶段更高的增益为代价的。因为我们必须在 70mhz 处插入一个零，所以我们使用以下关系：
fz1 = 1/(2π × c2 × r3)
用 f跟1 = 70mhz并选择r3 = 243kω，得出c2 = 9.36μf。我们选择10μf作为设计。现在我们选择 r1 = 10kω。这允许前端放大器（u2）获得足够的增益，以减少反射积分器（u1）误差，同时保持合理的电容尺寸。
图3.热回路框图。
现在我们必须插入一个零点以消除 tec 的第二个极点在 1hz。由于我们需要良好的相位裕量，因此我们将零点插入所需的交越频率除以至少5或0.4hz。这在交越频率下提供了更好的相位裕量。然后，我们将r1产生的极点放置在至少比交越频率高5倍或10hz的位置来终止零点。这限制了环路交叉后积分器部分的增益。
因此，因为：
fz2 = 1/(2π × c1 × r2)
并带有f跟2 = 0.4hz，r2 = 510kω，因此c1 = 0.78μf。我们选择1μf作为设计。为了找到 r1，我们使用关系：
f3 = 1/（2pi × c1 × r1）
当f3 = 10hz和c1 = 1μf时，我们发现r1 = 15.9kω。我们使用10kω来提供更好的相位裕量。 然后，我们必须将滚降频率设置为 30hz。当r3 = 243kω时，fc= 30hz，并且：
fc= 1/（2π × c3 × r3）
我们发现c3 = 0.022μf。
现在tec响应已经优化，系统增益必须针对2hz的交越进行调整。从图1中可以看出，在2hz时，未补偿传递函数（图1中的实线）具有-30db增益。如果我们想要2hz单位增益交越，我们必须在30hz时提供+2db增益。由于u1及其组件的增益为2hz，因此我们必须从所需的总系统增益中减去该增益，以求出前端增益。r3和c1定义了u1的增益。在2hz时，r1、r2、c2和c3可以忽略不计。c1在2hz时的无功阻抗可以使用以下公式找到：
xc= -j/（2π × fc× c1
c1 = 1μf 和 f 时c= 2hz，因此：
xc= -j79.6kω
u1的增益g的大小为：
g = |r3/xc|
r3 = 243kω 和 x 时c= -j79.6kω， g = 3.05 或 9.7db.在不忽略r1、r2、c2和c3的情况下，对该增益进行全面分析，得出g = 3.11或9.8db，从而验证了我们的假设。我们现在必须在前端提供20.3db，以实现2hz的单位增益交叉。
前端增益部分有两个功能：减少u1中积分器的误差，并对热敏电阻的温度信息进行采样。r4、r5和u2设置的直流增益（图3）需要足够高，以确保误差信号不会被pid补偿部分覆盖。当r4 = 10kω和r5 = 100kω时，前端增益为11或20.8db，足以超过pid补偿部分的9.7db。来自热敏电阻的温度读数作为误差信号传递到pid控制部分。误差信号表示实际温度（therm）和所需温度（设定点in）之间的差异。u2输出端的误差信号可以计算为：
其中1.5v是通过10kω电阻连接到therm的基准电压源的值;rt是热敏电阻的电阻;和 v设置是设定点 in 处的电压。
使用补偿热回路调节tec温度
整个环路和补偿值的示例如图3所示。通过知道电阻值 rt将在给定温度下，v设置可以选择将热敏电阻的温度自动调节到该值。此示例使用跳线可选的数模转换器（dac）或电位计来控制v设置.通过将误差信号发送到pid补偿部分来调节温度，pid补偿部分控制tec驱动器的模拟输入，直到误差信号接近0。由于pid补偿器提供了良好的相位裕量，因此该电路对加热或冷却模式下的tec增益变化具有很强的耐受性。
选择组件
为该电路选择元件将取决于应用所需的特定要求。max1978提供片内放大器，足以满足这种设计拓扑。如果使用max1968、max8520或max8521，那么像max4477asa这样具有低失调电压漂移的运算放大器是u2和u3的理想选择。由于热敏电阻处的信号电平较低，因此应使用屏蔽线。u1应具有超低漏电流，以避免高电路阻抗产生的直流偏移。漏电流为4475pa （最大值）的max150asa运算放大器是一个不错的选择。u1周围的元件，特别是c2和c3，应选择具有最高漏电阻的元件;c2需要尽可能低的热漂移。聚苯乙烯薄膜电容器是最佳选择，但它们非常大且昂贵。陶瓷电容器是一个不错的选择，但较大的值可能会泄漏到足以导致增益误差。请勿使用电解电容器或钽电容器。用 pc 板走线构成的保护环应连接到 u1 的同相引脚周围和下方，并在其组件上。保护环拦截任何可能在求和结中引起错误的杂散电流。助焊剂、湿气和玻璃纤维 pc 板会导致漏电流，保护环可以改善这些影响。对电路板及其组件进行保形涂层有助于防止污染物干扰电路性能。
测试tec控制回路和模块
可以使用单位步长函数测试循环。温度设定点的简单变化应该会在热敏电阻中引起响应，该响应收敛于新的温度设定点，而过冲很小。在阶跃响应中观察到的振铃表明交越频率处的相位裕量较差。通过记录振铃频率和振铃数，可以调整直流增益（交越频率）或补偿电路（相位裕量），直到满足可接受的响应。
通过使用这种方法并深入了解tec行为，可以在没有网络分析仪的情况下补偿tec环路。即使借助网络分析仪，也应在加热和冷却模式下以单位步进响应检查系统。在冷却模式下加热tec和在加热模式下冷却是最坏的情况。环路中的直流误差可以使用输入阻抗为 6gω 的 1 位仪表进行测量，例如用于测量 set point in 和 therm 之间差值的 agilent 34401a（图 3）。该误差应在100μv范围内。可以使用泰克® ada400a 等差分放大器和示波器在同一点测量噪声。带宽为100hz时，该误差应低于20μvp-p.
结论
精密热控制应用将继续使用tec作为解决方案。tec性能有望继续提高，使其成为越来越多的温度控制应用的更具吸引力的解决方案。tec甚至可以取代用于加热和冷却家庭的蒸汽循环制冷设备。tec驱动器和热控制回路才刚刚开始找到实际应用。
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