免调中频VCO的实现
免调中频vco的实现
分立元件vco能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求（调谐范围、输出功率、相位噪声、电流消耗等等）。然而，对于具有较大批量、价格敏感的现代产品，振荡频率的生产线调整是不可接受的。这迫使射频工程师必须设计出一个不需要在安装过程中调整的vco，即免调节vco。这项设计任务并不简单，除了要掌握vco的基本设计原理外，还需要射频工程师花费大量精力来保证设计的一致性，而且在各种因素（如元件参数、温度及电源电压等）允许的变化范围内，振荡器始终调谐在正确的频率。本文试图对这项任务的重要性给出一个评价，同时解释一些和免调节中频vco设计有关的问题。 vco结构 ----有多种可行的振荡器结构都可用于构建一个实用的射频vco，其中一种已经在许多商品化vco模块和不计其数的分立vco电路中得到了成功应用，这就是colpitts共集电极电路（图1）。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射频。 图1:基本colpitts振荡器
---- 灵活、廉价、并具有足够高性能的vco可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容（lc）谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路，控制着振荡频率，电感或电容的任何变化都会改变振荡频率。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图2）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还使于对振荡器做直观地分析。 图2:colpitts结构用于vco
---- 对于colpitts振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，colpitts振荡器可重画为一个带有正反馈的lc放大器（图3）。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程和振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图4）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组colpitts振荡器的设计方程（meyer 1998）。 图3：lc放大器模型
图4：映像放大器模型
colpitts振荡器的基本设计方程 ---- 在图2中，不考虑分布参数，并假定cc>>c1和c2，并有c1>cπ（cπ为三极管基-射结电容）。振荡频率可按下式计算： ----f0=1/(2π√(l*ct)), ct=cv+c12...........................(1) ----cv=(cvar*c0)/(cvar+c0), c12=(c1*c2)/(c1+c2) ----谐振电路的品质因数（qt）可按下式计算： ----qv≌1/(2π*cv*rs*f0),rqc=qv2*rs..........................(2) ----qt≌req/(2π*l*f0),req=rql‖rqc ----振荡幅度可按下式估算： ---- v0=2*iq*req*(j1(β)/j0(β)), v0=iq*req*1.4.............(3) ----环路增益和起振条件按下式计算： ----环路增益=gm*req*1/n,当n=(c1+c2)/c2.......................(4) ----起振条件： ---- gm/((2π*c1*f0)(2π*c2*f0))>>(req/qt2)....................(5) ----距离中心频率一定频偏（fm）处colpitts振荡器的相位噪声（pn）可按下式计算： ---- pn=in2*(1/v02)*[f0/(2q0)]2*(req2/fm).....................(6) ---- 上述公式中：co=压变电容耦合电容：ct=总谐振电容；cvar=压变电容；fm=以hz为单位的相位噪声频偏；fo=振荡频率；gm=双极晶体管跨导；in=集电结散粒噪声；iq=振荡晶体管偏流；ql=电感q；qt=谐振电路q；qv=等效压变电容q；req=谐振电路等效并联电阻；rs=压变电容串联电阻； vo=谐振电压均方根值。 免调节vco的设计考虑 ---- 免调节vco从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源（如元件容差）所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项任务非常简单明了，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对于一个给定的调谐电压范围，有限的可变电容限制了频率调谐范围，而且，vco的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会严重降低谐振电路的品质因数q。所带来的结果便是更大的相位噪声、对调谐线噪声更为敏感、压变电容两端过大的电压摆幅、潜在的启动问题等，并给环路滤波器设计带来很大的困难。 ---- 较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路q值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低cv（等效可变电容）的q值，如方程（2）所示。cv的q值降低同时使谐振电路净q值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算： pn=201og[√2*kv*vn/(2*fm)],
kv=vco增益(hz/v),vn=噪声密度(v/√(hz).........................(7) ---- 显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要便免调节vco保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。由于压变电容耦合的加重，更多的谐振电压摆幅会出现在压变电容两端，而压变电容电压的摆幅必须加以限制以防压变电容被正向偏置。这就限制了谐振电路中的信号功率，因而也就影响到振荡器的相位噪声。最后，当谐振电路的等效串联电阻过大时还会带来起振问题（参见基本方程）。频率调谐范围过宽的vco可能无法正常起振，尤其是在极限温度下。那么，要实现恰当的调谐范围，首先碰到的问题就是确定恰当的调谐范围。 影响振荡率的误差源 ---- 为了适应影响振荡频率的各种误差源，免调节vco的频率调谐范围必须增加。这些误差源可分为两类：元件参数误差和设计对准误差。设定振荡频率的lc元件当然是非理想的，它们会带来以下问题： 元件之间的差异（容差）； 不理想的性能（由于电感、电容以及引线串联电阻等造成有限的频率响应）； 电路布线中的分布电容和电感造成的误差。 ---- 附表列出了振荡器中频率设定元件的典型容差。另一方面，设计过程中在对准vco调谐范围时的不确定因素还会导致设计对准误差。设计对准作为一个振荡频率建立中的误差来源常常被忽视。为了充分利用现有的频率调谐范围，调谐边界必须相对于预期的振荡频率相对称。在建立这个中心点时的任何误差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精确性而引起，都会降低可用的调谐范围。为了在各种温度、电源电压、元件容差等条件下保证振荡频率，调谐范围必须足够宽，以便容纳该误差。可以利用振荡频率公式计算出总的频率误差，只需对其中的每项元素乘以一个比例因子即可。 附表振荡器中频率设定元件的典型容差
元件 容差
压变电容 ±15%于vtune=0.4v
±10%于vtune=2.4v
电感 ±5%
电容 ±5%
分布电容 ±10%
分布电感 ±6%
振荡元件阻抗 ±15%
频率偏移和调谐范围 ---- 频率调谐范围可通过改变调谐电压获得，从vtune（low）到vtune（high），具有高、低频率边界（fhigh和flow）和一个位于fhigh和flow中点的“中心”频率（fcenter）（图5）。理想情况下，调谐范围应安排在使fcenter恰好位于期望频率的位置（图5a）。然而，元件误差和设计对准误差可能会使频率调谐区间发生偏移。如果在最差情况下，系统提供的调谐电压不足，不能获得足够的频率调谐范围，则期望的振荡频率就无法达到（图5b）。显然，仔细确定调谐范围需求是很有必要的。这可能过以下方法实现，首先计算出所有误差源所引起的频率偏差，然后确定最差情况下的flowfosc且fhigh>fosc（图5c）。
设计验证 ---- 线路板布局和元件选择完成之后，还需要对设计进行验证和测试。通常，必须检查调谐范围、启动性能、相位噪声等等性能是否符合设计要求。此外，测试必须基于一个统计有效的生产流程数量之上，以使确定调谐范围和平均中心频率，以及它们相对于预期振荡频率的相对位置。所有这些工作都是得到一个稳定的、可重复生产并具有预期性能的设计所必需的。maxim公司已开发出新款vco ic max2620，解决了vco的设计难题，同时显著缩短了实现免调节中频vco所必需的时间。
LED和3D面板向中低端渗透
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利用数据线中的共模扼流圈(CMC)提高电磁兼容性
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---- 灵活、廉价、并具有足够高性能的vco可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容（lc）谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路，控制着振荡频率，电感或电容的任何变化都会改变振荡频率。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图2）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还使于对振荡器做直观地分析。 图2:colpitts结构用于vco
---- 对于colpitts振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，colpitts振荡器可重画为一个带有正反馈的lc放大器（图3）。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程和振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图4）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组colpitts振荡器的设计方程（meyer 1998）。 图3：lc放大器模型
图4：映像放大器模型
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kv=vco增益(hz/v),vn=噪声密度(v/√(hz).........................(7) ---- 显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要便免调节vco保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。由于压变电容耦合的加重，更多的谐振电压摆幅会出现在压变电容两端，而压变电容电压的摆幅必须加以限制以防压变电容被正向偏置。这就限制了谐振电路中的信号功率，因而也就影响到振荡器的相位噪声。最后，当谐振电路的等效串联电阻过大时还会带来起振问题（参见基本方程）。频率调谐范围过宽的vco可能无法正常起振，尤其是在极限温度下。那么，要实现恰当的调谐范围，首先碰到的问题就是确定恰当的调谐范围。 影响振荡率的误差源 ---- 为了适应影响振荡频率的各种误差源，免调节vco的频率调谐范围必须增加。这些误差源可分为两类：元件参数误差和设计对准误差。设定振荡频率的lc元件当然是非理想的，它们会带来以下问题： 元件之间的差异（容差）； 不理想的性能（由于电感、电容以及引线串联电阻等造成有限的频率响应）； 电路布线中的分布电容和电感造成的误差。 ---- 附表列出了振荡器中频率设定元件的典型容差。另一方面，设计过程中在对准vco调谐范围时的不确定因素还会导致设计对准误差。设计对准作为一个振荡频率建立中的误差来源常常被忽视。为了充分利用现有的频率调谐范围，调谐边界必须相对于预期的振荡频率相对称。在建立这个中心点时的任何误差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精确性而引起，都会降低可用的调谐范围。为了在各种温度、电源电压、元件容差等条件下保证振荡频率，调谐范围必须足够宽，以便容纳该误差。可以利用振荡频率公式计算出总的频率误差，只需对其中的每项元素乘以一个比例因子即可。 附表振荡器中频率设定元件的典型容差
元件 容差
压变电容 ±15%于vtune=0.4v
±10%于vtune=2.4v
电感 ±5%
电容 ±5%
分布电容 ±10%
分布电感 ±6%
振荡元件阻抗 ±15%
频率偏移和调谐范围 ---- 频率调谐范围可通过改变调谐电压获得，从vtune（low）到vtune（high），具有高、低频率边界（fhigh和flow）和一个位于fhigh和flow中点的“中心”频率（fcenter）（图5）。理想情况下，调谐范围应安排在使fcenter恰好位于期望频率的位置（图5a）。然而，元件误差和设计对准误差可能会使频率调谐区间发生偏移。如果在最差情况下，系统提供的调谐电压不足，不能获得足够的频率调谐范围，则期望的振荡频率就无法达到（图5b）。显然，仔细确定调谐范围需求是很有必要的。这可能过以下方法实现，首先计算出所有误差源所引起的频率偏差，然后确定最差情况下的flowfosc且fhigh>fosc（图5c）。
设计验证 ---- 线路板布局和元件选择完成之后，还需要对设计进行验证和测试。通常，必须检查调谐范围、启动性能、相位噪声等等性能是否符合设计要求。此外，测试必须基于一个统计有效的生产流程数量之上，以使确定调谐范围和平均中心频率，以及它们相对于预期振荡频率的相对位置。所有这些工作都是得到一个稳定的、可重复生产并具有预期性能的设计所必需的。maxim公司已开发出新款vco ic max2620，解决了vco的设计难题，同时显著缩短了实现免调节中频vco所必需的时间。
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