LLC谐振转换器在轻载条件下增益失真的注意事项
近来，尽管llc谐振转换器设计颇为复杂，但由于具有某些出色的优势而得到很多关注。比如，可通过零电压开关(zvs)实现高效率，在所有负载条件下工作频率变化范围很窄。llc谐振转换器广泛用于家电、街灯充电器及其他各种电气设备。大家知道，llc谐振转换器通过改变工作频率来调节输出电压。一般而言，电压转换比，也就是zvs工作区域中的增益值，理论上随工作频率的增加而减小。但实际上，在轻载条件下，工作频率提高时，增益值也可能增大，而不是像理想增益曲线那样减小。这种增益失真主要是由高频变压器上分布的寄生元素亦即谐振电感和杂散电容造成的。为了避免轻载条件下这种有害的输出电压增加现象，在设计阶段必须考虑到这些寄生元素。
llc谐振转换器的工作原理
图1所示为llc谐振转换器的基本电路。llc谐振转换器一般包含一个带mosfet的控制器、一个谐振网络和一个整流网络。其中，控制器以50%的占空比交替为两个mosfet提供栅极信号，并随负载变化改变工作频率，调节输出电压vout，这被称为脉冲频率调制 (pfm)。谐振网络由两个谐振电感和一个谐振电容组成(l-l-c)。谐振电感lr、lm，以及电容cr，主要相当于一个分压器，其阻抗随工作频率的变化而变化，以获得需要的输出电压，见式1。在实际设计中，谐振网络可由一个采用如图2所示的通用绕丝管(bobbin)或分段式绕丝管的高频变压器的磁化电感lm和漏电感llk构成。由整流网络对谐振网络产生的正弦波进行整流，然后提供给输出级。
图1 llc谐振转换器的基本电路
(1)
式中，vd是输入电压，rac是负载电阻。
图2 带通用绕丝管的高频电感和变压器(a)和带分段式绕丝管的集成变压器(b)
虽然输入电压vd实际上是由两个mosfet控制的方波，但根据基波近似原理，仍可将之视为正弦波。利用这种近似，电压转换比可表示为式2。
(2)
式中，而rac与vd可分别表示为与vin/2。
在式2中可观察到两个谐振频率，一个是由(lm+lr)和cr决定的ωp，另一个是由lr和cr决定的ωr。利用该式，可获得转换器的电压转换比与频率变化及负载的关系图，亦即增益特性曲线，如图3所示。
图3 llc谐振转换器的电压转换比与工作频率和负载变化的关系
在图3中，每条曲线上，用符号‘+’表示的最高值被称为“峰值增益”，其位于两个谐振频率ωp和ωr之间。随着输出负载越来越大，峰值增益的值逐渐减小，其位置向更高频率移动。同时，用符号‘×’标注的ωr处的谐振增益却是固定的，并不随输出负载的变化而变化。从增益曲线可看出，在zvs区域，当加载在谐振网络上的工作频率增加时，增益减小，输出电压降低。
llc谐振转换器的实际电压转换比
图4所示为一个具有杂散电容的llc谐振转换器的实际电路。杂散电容通常由变压器绕组结构和次级端整流器的输出电容决定。一般来说，在输出端存在部分负载时，这些参数不影响增益曲线，然而，随着负载阻抗rac的增大，其对增益失真的影响会变得越来越显著，最终导致转换器的工作异常。
图4 带杂散电容的实际llc谐振转换器
考虑到杂散电容，尤其是高频变压器初级端绕组上分布的杂散电容，l-l-c阻抗的分压公式可表示如下：
(3)
转换器的电压转换比也可利用基波近似原理计算得到。
(4)
这里，而rac和vd可分别表示为和vin/2。
式4中可观察到3个谐振频率。其中两个谐振频率与理想电压转换比情况中的相同；ωp和ωr分别由{(lm+lr)&cr}和{lr&cr}决定。第三个是ωs，其由谐振电感和杂散电容(lr+cs)形成。图5所示为利用该式得到的负载条件分别为20%、10%及空载时的电压转换比。从图5可看出，当工作频率增加时，电压增益减小，但在工作频率超过因lr和cr发生的谐振频率之后，增益开始缓慢增加。随着输出负载减小，增益增加速度越来越快。若没有考虑到这种实际情况，设计出的转换器将无法控制输出电压。
图5 llc谐振转换器的理想与实际的电压转换比与工作频率和负载变化的关系
解决llc谐振转换器的增益失真问题
导致增益失真的杂散电容主要是高频变压器上分布的杂散电容，尤其是初级端绕组，故除非去掉绕组，否则是不可能避免增益失真的。高频变压器中的杂散电容通常随每个绕组层之间的距离减小，以及/或绕组层数的增加而增加。减小杂散电容的简单方法是加长初级端绕组层之间的距离，增加每层间的隔离带，并减小绕组层数。不幸的是，这些方法都不能完全消除寄生电容。因此，需要一种简单易行的方法来规避它而非消除它。
避免增益失真的方法如下。
1间歇模式工作
在由脉宽调制控制的传统转换器中，当空载条件下由于光电耦合器内置晶体管的饱和电压致使控制器在某个范围内无法调节输出电压时，间歇模式功能是大家熟知的输出电压调节方法之一。这种功能历来不仅用于提高轻载效率，还能避免输出电压不受控的情况发生。llc谐振转换器也可以采用突发脉冲功能。图6所示为采用了飞兆半导体专为谐振转换器而设计的fsfr系列功率开关的典型llc谐振转换器及其突发工作模式的波形。最大和最小工作频率很容易通过电阻rmax和rmin来设置。当工作频率增加到由rmax设置的最大频率时，‘con’引脚上的电压降低到突发模式激活阈值，控制器进入间歇工作模式。因此，最大频率应设置在寄生电容和漏电感造成的增益增加的开始频率前面。这样，若负载变轻，工作频率增加至最大频率，控制器就能够在突发工作模式下调节输出电压，从而不产生任何增益失真。
图6 采用fsfr系列功率开关的典型llc谐振转换器及其突发模式工作波形
2 增大m 因子
表1所示为在相同输入/输出电压和电流电气参数条件下，采用4和10的m因子设计的llc参数实例。从表1可看到，m＝4时的谐振电感lr比m＝10的高。如上所述，产生增益失真的谐振频率ωs由lr和cs形成。如果lr或cs减小，会推动ωs向更高频率移动。因此，在空载条件下，可以防止llc转换器的输出电压增加。
3增加虚拟电阻
消除增益失真最好、最简单的方法就是增加一个虚拟电阻(dummy resistor)。如上所述，增益失真在轻载或空载条件下发生。增加一个虚拟电阻之后，llc谐振转换器所需的最大工作频率将被置于增益失真开始频率的前面。不过，这种方法不适用于待机功耗特别重要的应用，因为虚拟电阻会产生额外的功耗。该方法通常用于带有辅助电源和llc谐振转换器的lcd tv电源。
llc谐振转换器因具有最佳设计流程等众多出色的优势而广受关注。然而，由寄生电容和漏电感产生的增益失真却鲜为人知。许多工程师，在碰到空载条件下输出电压增加这种失控情况时，就变得束手无策。而本文介绍的解决方案能够防止增益失真，即使在空载条件下也能够控制输出电压。
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图1 llc谐振转换器的基本电路
(1)
式中，vd是输入电压，rac是负载电阻。
图2 带通用绕丝管的高频电感和变压器(a)和带分段式绕丝管的集成变压器(b)
虽然输入电压vd实际上是由两个mosfet控制的方波，但根据基波近似原理，仍可将之视为正弦波。利用这种近似，电压转换比可表示为式2。
(2)
式中，而rac与vd可分别表示为与vin/2。
在式2中可观察到两个谐振频率，一个是由(lm+lr)和cr决定的ωp，另一个是由lr和cr决定的ωr。利用该式，可获得转换器的电压转换比与频率变化及负载的关系图，亦即增益特性曲线，如图3所示。
图3 llc谐振转换器的电压转换比与工作频率和负载变化的关系
在图3中，每条曲线上，用符号‘+’表示的最高值被称为“峰值增益”，其位于两个谐振频率ωp和ωr之间。随着输出负载越来越大，峰值增益的值逐渐减小，其位置向更高频率移动。同时，用符号‘×’标注的ωr处的谐振增益却是固定的，并不随输出负载的变化而变化。从增益曲线可看出，在zvs区域，当加载在谐振网络上的工作频率增加时，增益减小，输出电压降低。
llc谐振转换器的实际电压转换比
图4所示为一个具有杂散电容的llc谐振转换器的实际电路。杂散电容通常由变压器绕组结构和次级端整流器的输出电容决定。一般来说，在输出端存在部分负载时，这些参数不影响增益曲线，然而，随着负载阻抗rac的增大，其对增益失真的影响会变得越来越显著，最终导致转换器的工作异常。
图4 带杂散电容的实际llc谐振转换器
考虑到杂散电容，尤其是高频变压器初级端绕组上分布的杂散电容，l-l-c阻抗的分压公式可表示如下：
(3)
转换器的电压转换比也可利用基波近似原理计算得到。
(4)
这里，而rac和vd可分别表示为和vin/2。
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