模拟IQ调制器的特性
模拟 iq 调制器包含 mixer，在上变频的过程中，势必会产生镜频产物。当输出无频偏信号时，即信号中心频率与调制器的 lo 信号频率相同时，相当于采用的是 zero-if 机制，镜频产物与信号本身不可分割，即使通过滤波器也无法滤除镜频。
庆幸的是，采用iq调制及解调器，即使存在镜频产物，依然可以恢复出原始的iq信号。这也是为什么模拟 iq 调制器之后不需要镜频抑制滤波器的原因。
由于这种正交架构，iq 调制器本身是具有一定镜频抑制能力的，但是只有在输出具有一定频偏的信号时，即信号中心频率与 lo 信号频率不同时，才能体现出镜频抑制特性。下面将通过一些特殊的基带 iq 信号进行解析分析，阐述影响镜频抑制特性的因素，及如何改善镜频抑制特性。
**1. iq ** 信号幅度平衡性对镜频抑制的影响。 iq信号幅度不平衡(即幅度不同)，要么是输入至调制器的 i 和 q 信号的幅度不平衡，要么是调制器具有一定的增益不平衡 (即 i 和 q 两路的增益不同)，这些都会影响对镜频的抑制能力。
令 i(t)=acoswbt，q(t)=sinwbt ，则经过iq调制输出的射频信号 s(t) 为
s(t)=acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct
积化和差得
s(t)=0.5(a+1)cos(w c +w b )t + 0.5(a-1)cos(w c -w b )t
当a=1时，射频信号中只有上边带 (w c +w b ) 分量；
当a=-1 时，射频信号中只有下边带 ** (w c -w b )** 分量；
当a≠±1时，射频信号中同时包含上边带 (w c +w b ) 和下边带 (w c -w b ) 两个分量。
以上通过解析方式介绍了 iq 调制器的镜频抑制特性，其实通过图解方法也可以清晰简便地进行说明。下面考虑a=1的情况，图 1 给出了载波信号的傅里叶变换，这是双边带频谱，基带信号经过 iq 调制器实现了频谱的搬移，图2分别给出了调制器两个支路上的频谱变换情况，最终经过合路器合路后，下边带分量相互抵消，只剩下上边带分量。
图1. 载波信号的傅里叶变换(双边带频谱)
图2. iq 调制过程频谱变换示意图
当a≠±1时，射频信号中同时包含上下边带，定义边带抑制比为： 20lg│a+1│/│a-1│ (db) .
如何改善镜频抑制能力呢？ iq 调制器两个支路的增益不平衡特性已经无法调整，但是可以在基带侧通过调整 i 和 q 两路波形的幅度大小改善镜频抑制。矢量信号发生器vsg及任意波信号发生器awg均提供了iq gain imbalance调整参数，对其进行微调即可改善镜频抑制。
**2. iq ** 正交性对镜频抑制的影响。 正交性包括两个方面：(1) 基带信号 i 和 q 之间的正交性；(2) iq 调制器两个 mixer 的 lo 信号之间的正交性。如果正交性不好，当产生无频偏的数字调制信号时会带来调制和解调的误差(evm、ber 恶化)，另一方面在产生单边带信号时，会恶化镜频抑制特性。
令 i(t)=cos(wbt+ϕ)，q(t)=sinwbt ，则 iq 调制器输出的射频信号为
s(t)=cos(wbt+ϕ)· coswct - sinwbt · sinwct
积化和差得
s(t)=0.5(1+cosϕ)·cos(w c +w b )t-0.5sinϕ·sin(w c +w b )t-0.5(1-cosϕ)·cos(w c -w b )t+0.5sinϕ·sin(w c -w b )t
对于 (w c +w b ) 分量，令 **a=0.5(1+cosϕ)，b=0.5sinϕ** ，则取**θ**满足如下关系：
**cosθ=a/√( a ^2^ +b ^2^ )，sinθ=b/√( a ^2^ +b ^2^ )**
类似地，对于 (w c -w b ) 分量，令 **c=0.5(1-cosϕ)，b=0.5sinϕ** ，则取**θ~1~**满足如下关系：
cosθ 1 =c/√(c ^2^ +b ^2^ )，sinθ 1 =b/√(c ^2^ +b ^2^ )
以上公式代入 s(t) ，最终可得
s(t)=0.707√(1+cosϕ)·cos[(w c +w b )t+θ]+0.707√(1-cosϕ)·cos[(w c -w b )t-θ 1 ]
由正交误差ϕ造成的镜频抑制度为： 10lg(1+cosϕ)/(1-cosϕ) (db) .
以上是从基带 i 和 q 信号的正交性着手分析对镜频抑制特性的影响，如果基带信号理想正交，而 iq 调制器两个 mixer 的 lo 正交性不好，整个推导过程是类似的，此处不再赘述。当然，iq 调制器的特性已经固定，只能通过调整基带信号的正交性改善镜频抑制能力。
**3. iq ** 调制器的载波抑制特性。 iq 调制器除了可以抑制镜频外，在数字调制过程中还可以抑制载波。理论上，只要模拟 i 和 q 信号中没有 dc 分量，而且 iq 调制器是理想的，那么输出的射频宽带信号中将没有载波。但是实际产生的宽带信号总是具有一定的载波泄露，来源于两部分：(1) iq 信号中包含一定的 dc 分量；(2) iq 调制器中 mixer 的 lo 泄露。
对于数字调制信号而言，载波泄露是一种带内干扰，如果载波分量较强，将直接影响整个系统的通信质量。因此，要尽量降低载波泄露。通常在基带侧微调 i offset 或者 q offset 来改善载波抑制特性，这相当于引入 dc 分量，如果设置的 dc 的量和极性合适，i 和 q 两路引起的载波泄露将相互抵消，甚至可以抵消 mixer 的 lo 泄露带来的影响。
以上介绍了 iq 调制器的镜频抑制及载波抑制特性，这些都是 iq 调制器固有的特性，也是性能验证测试中必测的项目。此外，iq 调制器还有幅频响应、三阶交调等参数，这些也都是需要测试的。
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令 i(t)=acoswbt，q(t)=sinwbt ，则经过iq调制输出的射频信号 s(t) 为
s(t)=acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct
积化和差得
s(t)=0.5(a+1)cos(w c +w b )t + 0.5(a-1)cos(w c -w b )t
当a=1时，射频信号中只有上边带 (w c +w b ) 分量；
当a=-1 时，射频信号中只有下边带 ** (w c -w b )** 分量；
当a≠±1时，射频信号中同时包含上边带 (w c +w b ) 和下边带 (w c -w b ) 两个分量。
以上通过解析方式介绍了 iq 调制器的镜频抑制特性，其实通过图解方法也可以清晰简便地进行说明。下面考虑a=1的情况，图 1 给出了载波信号的傅里叶变换，这是双边带频谱，基带信号经过 iq 调制器实现了频谱的搬移，图2分别给出了调制器两个支路上的频谱变换情况，最终经过合路器合路后，下边带分量相互抵消，只剩下上边带分量。
图1. 载波信号的傅里叶变换(双边带频谱)
图2. iq 调制过程频谱变换示意图
当a≠±1时，射频信号中同时包含上下边带，定义边带抑制比为： 20lg│a+1│/│a-1│ (db) .
如何改善镜频抑制能力呢？ iq 调制器两个支路的增益不平衡特性已经无法调整，但是可以在基带侧通过调整 i 和 q 两路波形的幅度大小改善镜频抑制。矢量信号发生器vsg及任意波信号发生器awg均提供了iq gain imbalance调整参数，对其进行微调即可改善镜频抑制。
**2. iq ** 正交性对镜频抑制的影响。 正交性包括两个方面：(1) 基带信号 i 和 q 之间的正交性；(2) iq 调制器两个 mixer 的 lo 信号之间的正交性。如果正交性不好，当产生无频偏的数字调制信号时会带来调制和解调的误差(evm、ber 恶化)，另一方面在产生单边带信号时，会恶化镜频抑制特性。
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类似地，对于 (w c -w b ) 分量，令 **c=0.5(1-cosϕ)，b=0.5sinϕ** ，则取**θ~1~**满足如下关系：
cosθ 1 =c/√(c ^2^ +b ^2^ )，sinθ 1 =b/√(c ^2^ +b ^2^ )
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**3. iq ** 调制器的载波抑制特性。 iq 调制器除了可以抑制镜频外，在数字调制过程中还可以抑制载波。理论上，只要模拟 i 和 q 信号中没有 dc 分量，而且 iq 调制器是理想的，那么输出的射频宽带信号中将没有载波。但是实际产生的宽带信号总是具有一定的载波泄露，来源于两部分：(1) iq 信号中包含一定的 dc 分量；(2) iq 调制器中 mixer 的 lo 泄露。
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以上介绍了 iq 调制器的镜频抑制及载波抑制特性，这些都是 iq 调制器固有的特性，也是性能验证测试中必测的项目。此外，iq 调制器还有幅频响应、三阶交调等参数，这些也都是需要测试的。
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