应用于深亚微米存储器的电荷泵设计
因只读存储器的基本存储单元只进行一次编程，编程后的数据能长时间保存，且在编程时需要流过ma级以上的电流，所以只读存储器编程时通常采用外加编程高压，内部的电荷泵。在设计此类电荷泵时，击穿电压和体效应的影响成为严重的问题。我们设计了一款电荷泵用以在存储器中传递外部编程高压。这种电荷泵利用高压nmos器件提高了耐压特性并保证了正常工作，且增加了衬底偏置以缩短电荷泵的稳定时间。
电荷泵电路结构和工作原理
1 常压mos管电荷泵
图1所示是初步提出的电荷泵电路原理图，其中所有的器件均为常压器件。
图1 常压mos管构成的电荷泵原理图
初始化过程中，clear信号为低电平。此时n5管打开，将节点4清零;由于n4栅极始终接高电平，n4管打开，将节点3清零。
初始化结束后电荷泵进入工作状态。vp为外加编程高压，clear信号保持高电平，clk信号为固定周期的方波信号。n4栅极恒为高电平，因此会将clear信号的高电平传输到节点3，节点3的初始电压为v3.0=vdd-vth4。节点5为与clk信号周期相同、相位反相的方波信号。以下依据节点5信号的变化具体分析电荷泵的工作原理。
第1周期，节点5首先维持半个周期的高电平。根据电荷分享原理，此时节点2的电压由电容c1和cs的分压决定(其中cs为节点2的寄生电容)，电压可表示为：
v2,1=c*vdd/(c1+cs) (1)
因n2管为饱和接法，节点3的电压被钳位，表达式为：
v3,1=v2,1-vth2=c1vdd/(c1+cs)-vth2 (2)
随后节点5转为低电平，节点2电压逐渐下降。由于没有泄放通路，电压会在节点3一直保持下去，并且由于c1远大于节点2的寄生电容，使得半个高电平周期后节点3的电压足以使n1管打开。n1管的开启使得节点2的电位不会持续下降，而是会被钳位到电压值。
v’2,1=v2,1-vth2-vth1=c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1 (3)
这个便是第一周期过后节点2上形成的电压值。
第二个周期，同样的节点5会经历高电平和低电平各半个周期。这一过程仍然会在节点3和节点2上积累电荷。与第一周期类似的推导可得到以下一组表达式：
v2,2=v’2,1+c1vdd/(c1+cs) (4)
v3,2=v2,2-vth2 (5)
v’2,2=v3,2-vth2=v2,2-vth2-vth1=v’2,1+c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1 (6)
比较公式(3)和公式(6)可发现，每一周期节点2上增加的电压为：
δv=c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1 (7)
依次类推，第i个周期节点5维持高电平时，节点2和节点3的电压为：
v2,i=c1vdd/(c1+cs)+(i+1)[c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1] (8)
v3,i=c1vdd/(c1+cs)-vth2+(i-1)[(c1+cs)-vth2-vth1] (9)
v’2,i=i[c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1] (10)
v3不会持续升高，当到达一定值时会通过n1、n3被vp钳位，此时电荷泵进入稳态且vp能完整传递到编程节点4。但在进入稳态之前，v2和v3会在高电平半周达到大于vp的电压峰值，随后在低电平半周稳定。
2 高压mos电荷泵
理论上分析电荷泵可以正常工作。然而一些潜在的问题可能会引发电路的不正常工作。
首先，随着工艺尺寸的缩小，电路所用的电源电压vdd，能承受的栅源击穿电压bvgs、源漏穿通电压bvds，漏pn结击穿电压bvdb都降低。若在电荷泵工作过程中，v2和v3升高到高于其中一种击穿电压，则会使得器件和电路面临烧毁或无法正常工作的危险。
其次，考虑体效应的影响器件的阈值电压在不断变化。因v2和v3不断升高，即n1、n2管源极电位不断升高，考虑衬底偏置效应后器件的阈值电压由下式给出：
(11)
(12)
则随着震荡周期数的增加，vth2,i和vth1,i的值不断增大，在v2和v3达到峰值时体效应影响最为严重。这使得一个周期内v2和v3提升的电压值越来越小，导致电荷泵到达稳定状态所需经历的周期数增加。更严重的情况是，考虑在电荷泵上升且还未达到稳态的过程中，因vth2,i和vth1,i变大，如果在某个周期时使得公式(13)成立：
c1vdd/(c1+cs)-vth2,i-vth1,i<0 (13)
则每个周期内v2抬升的电压无法维持两个阈值损失，导致vp无法传到编程节点4。
基于以上讨论，对初始提出的电路进行改进，改进后如图2所示。图2中将4个需要承受峰值高压的器件用高压管代替普通管，以保证电路在v2、v3的尖峰电平下正常工作。高压器件的选择视各制造工艺而定，仿真所基于的工艺提供了性能优良的高压器件，使成功提升了电路的耐压。对于不同工艺可相应从其提供的器件类型中选择器件，并配合编程电压的设置来完成耐压的增强。将n1、n2的衬底电位单独接出并加上合适的电位以减弱体效应的影响。这样做的代价是需要额外加入产生这个衬底电位的电路。根据需求不同，可以产生固定衬底电位或随源衬电压变化的跟随衬底电位。
图2 高压mos器件构成电荷泵电路结构图
仿真结果
高压管实现的电荷泵电路基于tsmc 0.18μm工艺进行仿真验证。设置不同的衬底电位将得出不同的仿真结果。
如图3所示为衬底接地的电路仿真波形图。电源电压3.3v，时钟周期106ns，外加编程高压7.5v，电荷泵在500ns后开始工作。从仿真结果可以看出，v2和v3的峰值电压在10v左右，比稳态高出2.5v。对于正常工作在3.3v电源电压下的常压普通管而言，峰值电压必然会带来不可忽视的危害。此外可得出，电荷泵工作11个时钟周期后在1.7μs达到7.5v的稳态值。进入稳态之后，仅存在0.2v的纹波，满足稳定编程要求。
图3 衬底接地电位的仿真波形图
图4 衬底接2v电压的仿真波形图
结论：衬底接2v电压的仿真结果如图4所示，其余信号与图3中相同。与图3相比，峰值电压相等，但电荷泵的工作时间明显缩短。数据显示，电荷泵工作9个周期后近似在1.5μs达到7.5v的稳态值。由此证明，体效应对电路影响较大，加合适的衬底电位可明显较弱其不良影响。
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1 常压mos管电荷泵
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图1 常压mos管构成的电荷泵原理图
初始化过程中，clear信号为低电平。此时n5管打开，将节点4清零;由于n4栅极始终接高电平，n4管打开，将节点3清零。
初始化结束后电荷泵进入工作状态。vp为外加编程高压，clear信号保持高电平，clk信号为固定周期的方波信号。n4栅极恒为高电平，因此会将clear信号的高电平传输到节点3，节点3的初始电压为v3.0=vdd-vth4。节点5为与clk信号周期相同、相位反相的方波信号。以下依据节点5信号的变化具体分析电荷泵的工作原理。
第1周期，节点5首先维持半个周期的高电平。根据电荷分享原理，此时节点2的电压由电容c1和cs的分压决定(其中cs为节点2的寄生电容)，电压可表示为：
v2,1=c*vdd/(c1+cs) (1)
因n2管为饱和接法，节点3的电压被钳位，表达式为：
v3,1=v2,1-vth2=c1vdd/(c1+cs)-vth2 (2)
随后节点5转为低电平，节点2电压逐渐下降。由于没有泄放通路，电压会在节点3一直保持下去，并且由于c1远大于节点2的寄生电容，使得半个高电平周期后节点3的电压足以使n1管打开。n1管的开启使得节点2的电位不会持续下降，而是会被钳位到电压值。
v’2,1=v2,1-vth2-vth1=c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1 (3)
这个便是第一周期过后节点2上形成的电压值。
第二个周期，同样的节点5会经历高电平和低电平各半个周期。这一过程仍然会在节点3和节点2上积累电荷。与第一周期类似的推导可得到以下一组表达式：
v2,2=v’2,1+c1vdd/(c1+cs) (4)
v3,2=v2,2-vth2 (5)
v’2,2=v3,2-vth2=v2,2-vth2-vth1=v’2,1+c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1 (6)
比较公式(3)和公式(6)可发现，每一周期节点2上增加的电压为：
δv=c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1 (7)
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v2,i=c1vdd/(c1+cs)+(i+1)[c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1] (8)
v3,i=c1vdd/(c1+cs)-vth2+(i-1)[(c1+cs)-vth2-vth1] (9)
v’2,i=i[c1vdd/(c1+cs)-vth2-vth1] (10)
v3不会持续升高，当到达一定值时会通过n1、n3被vp钳位，此时电荷泵进入稳态且vp能完整传递到编程节点4。但在进入稳态之前，v2和v3会在高电平半周达到大于vp的电压峰值，随后在低电平半周稳定。
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首先，随着工艺尺寸的缩小，电路所用的电源电压vdd，能承受的栅源击穿电压bvgs、源漏穿通电压bvds，漏pn结击穿电压bvdb都降低。若在电荷泵工作过程中，v2和v3升高到高于其中一种击穿电压，则会使得器件和电路面临烧毁或无法正常工作的危险。
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图3 衬底接地电位的仿真波形图
图4 衬底接2v电压的仿真波形图
结论：衬底接2v电压的仿真结果如图4所示，其余信号与图3中相同。与图3相比，峰值电压相等，但电荷泵的工作时间明显缩短。数据显示，电荷泵工作9个周期后近似在1.5μs达到7.5v的稳态值。由此证明，体效应对电路影响较大，加合适的衬底电位可明显较弱其不良影响。
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