艾为向市场推出AW18053高性能的LNA Bank
01lna是什么元器件？
lna （low noise amplifier） 是射频接收机里必不可少的一个低噪声信号放大器，它在celluar/wifi/bt/gps/fm等众多的射频系统中都有被广泛使用。lna可以以较低的snr恶化为代价，将微弱的射频信号放大到一个可观的水准，以匹配后级电路的输入动态范围。衡量lna性能最重要的一个指标就是nf（noise figure），nf越低，则可以获得越好的snr。
02lte lna 和nr lna的区别
4g时代之初，mtk和高通平台的transceiver都有内置ilna（internal lna），nf在2.0~2.5db左右，基本可以满足oem厂商的设计需求。外置的elna（external lna）虽然nf更好，可以到0.8db左右，但出于成本考虑，elna并非产品设计的必需品。
平台在做agc设计的时候，也没有为elna的场景做特别优化，为了不影响接收机的动态输入范围，elna做成固定增益的模式，适配起来会比较简单。
所以我们会看到4g时代的elna大都是固定增益，约13.5db~18db之间。或再多带一个bypass模式，在强信号输入的时候关闭lna，将信号直接导通到transceiver的lna 输入端。
而5g时代，因为mimo、endc、uplink ca等特性的引入，天线环境变得极为紧张，射频前端也愈加复杂，链路插损愈发可观，对于接受系统设计带来很大的挑战。这个时候就需要高性能的外置elna，尽量靠近天线摆放，来获得比较好的系统噪声系数。当elna变成标配的时候，elna的gain档位和transceiver内部的ilna gain档位匹配关系就非常重要。为了保证接收机的动态输入范围，则需要elna支持可变增益，并且增益调节的范围足够大。
03为何有lna bank需求
考虑到从4g到5g的平滑过渡，在5g引入之初，运营商都倾向于用nsa（non-standalone） 的方式来部署5g网络。nsa需要终端以lte作为锚点来接入nr的网络，这就需要lte和nr的射频通路可以同时工作。同时为了达到更大的吞吐率，lte和nr都有支持4x4 mimo的需求，且lte和nr各自还需要支持各种ca组合。
出于如上考量，需要同时工作的rx path比较多。以dc_1a-3a-5a-7a_n78a这个endc组合为例，假设b1/b3/b7/n78需要支持4x4 mimo，则一共有18个rx path需要同时工作，也意味着需要18颗lna来实现相应的设计。
如果都是用分立的单颗lna元件做设计的话，成本和pcb布板面积都是客户无法接受的，这个时候lna bank就体现出极佳的面积和性能优势了。
以艾为的aw18053为例，其内部有5路独立的高性能lna，支持600mhz~2700mhz的系统应用，可以帮助客户以较低的成本简化射频前端设计：
04lna的典型电路指标
01
nf（noise figure）
对于射频接收机来说，一个很重要的指标就是灵敏度（sensitivity），它可以衡量接收机在弱信号覆盖环境中解调信号的能力。灵敏度越高，则意味着接收机的接收能力越强，即使当用户离基站比较远的时候，也可以获得比较可靠的语音或数据服务。
接收机的灵敏度，通常由如下公式来表征：
sensitivity=10lg（ktb） + nf（db） + snrmin（db）
其中k是玻尔兹曼常数，t是温度，b是信号带宽，这些都是常数，nf （noise figure） 是接收机的噪声系数，snrmin是modem解调信号时需要的最低信噪比。
对于特定调制方式的信号，其带宽和解调需要的snrmin是可以确定的。那对于射频接收链路来说，噪声系数就是决定接收机灵敏度的关键——噪声系数越小，接收机的灵敏度可以设计得越低。
噪声系数越小，不仅可以改善弱信号环境下的业务可靠性，还可以让接收机在强信号覆盖区域的snr变得更好。根据香农定律c=b*log2 （1+s/n） 可以知道，理论上snr越好，则可以获得越高的下载速率。实际在网络中，终端设备可以透过cqi （channel quality index） 来回报当前的snr等级给网络，网络会根据用户回报的cqi，分配一个合理的mcs （modulation coding scheme） 档位给到用户。若snr比较弱，则网络会让终端工作在qpsk调制方式下，相应coding rate也会降低；若snr足够好，网络可以让终端设备工作在256qam的高阶调制方式下，且coding rate也会提高，这样相比qpsk，理论上可以获得4倍的吞吐速率。
需要注意的是，射频接收链路上的每一级电路都会贡献噪声，我们可以借助级联噪声系数公式，来看每一级电路对于系统噪声系数的影响，是哪个电路的噪声系数占主导地位。
假设电路一共分n级，第一级的噪声系数和增益分别为nf1和g1，以此类推，第n级的噪声系数和增益为nfn和gn。
由此得到级联噪声系数为：
nftotal=nf1+（nf2-1）/g1+.。.（nfn-1）/g1*.。.*gn-1
由公式中看到，第一级放大器的噪声系数越小，增益越大，则接收机系统的级联噪声系数越小。
以mtk 5g平台为例，rfic ilna的噪声系数是9db左右，elna的最大增益为21db，nf为0.9db，则两者级联后的噪声系数为1.2db，由此可以看到elna对于系统的噪声系数起到决定性的作用。
02
multiple gain mode
3gpp 的rf一致性测试中有定义nr射频接收机的动态输入范围，参考 etsi ts 138 521 中的定义：
最大输入功率定义是-20dbm，设计上多留一些余量到-15dbm；
最低输入由灵敏度这个指标来定义，在参考5mhz带宽是-100dbm，设计上多留一些余量到-105dbm。
以最大-15dbm到最低-105dbm来估算，接收机的动态输入范围需要做到90db以上。
然而射频接收机后端的adc输入动态范围远没有这么大，通常只有40db左右的范围，并且还要预留一定的余量应对衰落场景下信号强度的快速变化。为了让射频接收机的输出匹配adc的输入，在强信号输入的时候将lna调整到低增益模式，弱信号输入的时候将lna调整到高增益的模式。
并且lna每个档位的增益都是为特定的输入区间设计的，需要保证在每个信号输入区间内有足够好的snr，这样就需要进一步细分增益档位。
不同平台的transceiver，其agc设计不一样，所以elna的gain 档位要求也不一样。以高通平台来说，匹配其设计要求的增益档位是：21db/18db/15db/9db/6db/-3db；对mtk平台来说，匹配其设计要求的增益档位是：21db/18db/12db/6db/0db/-6db/-12db。
03
p1db（1db compress point）
5g网络下行信号的多址方式是cp-ofdm，调制方式最高可以到256qam，单路载波带宽最大可以到100mhz或更多，其papr估算约12db左右。为了保证峰值信号不失真，则需要lna的p1db高于信号的峰值功率。
以-15dbm最大输入为例，估算papr 12db，则p1db压缩点需要做到-3dbm以上才比较安全。
04
out-of-band inter-modulation
当终端需要支持endc或uplink ca的时候，会有两路不同频率的tx链路同时工作，其交调分量泄露进接收机后有可能会产生比较严重的desense问题。
以dc_3a_n78a 这个组合为例，n78 tx （3300~3800mhz）和b3 tx（1710~1785mhz）的信号泄露进b3 rx 接收链路的时候，其产生的互调产物有可能落在 1515~2090mhz，这样b3 rx（1805~1880mhz）就会有desesne的风险。
先假定transceiver内部的iip2性能很理想，单纯看外部elna iip2的贡献：
elna iip2 = 10dbm
泄露进lna的b3 tx功率为p1=-28dbm（透过duplexer），n78 tx功率为p2=-50dbm（透过ant，diplexer，duplexer）：
iip2 = p1+p2+g-im2
定义im2-g=im2in为等效到elna端的交调产物的功率：
im2in= p1+p2-iip2=-88dbm
假设b3 rx分配到的rb是50个，则有效带宽为9mhz，im2in的功率谱密度是-88dbm-10log（9mhz）=-157.5dbm/hz。
elna输入端系统的噪声系数是1.5db，则等效的noise floor 是-174+1.5=-172.5dbm/hz。
两个noise叠加后总功率为-157.36dbm/hz，noise floor 相比-172.5变大了15.14db，则意味着灵敏度变差15.14db，这样就可以评估elna iip2对于系统造成的影响。
由类似的计算方法，我们也可以得到lna对于iip2/3/4/5的需求。不过通常情况下，transceiver和elna的iipx特性相差不大，但因为带外的tx干扰信号经由elna放大18db再送入transceiver，所以等效到elna输入端，transceiver本身产生的im2要比elna产生的im2大一个数量级。
处理这些inter-modulation的场景，通常需要额外加一些滤波器来做改善。考虑到处理这些场景所需投入的成本和复杂性，会对终端产品的设计带来比较大的影响，3gpp 有在法规中有定义msd （maximum sensitivity degrade） 来放松对于灵敏度的要求，允许一定程度的desense。
table 7.3b.2.0.3.5.1-1： msd test points for pcell due to dual uplink operation for en-dc in nr fr1 （two bands）
05
in band iip3
在实际网络中，同一个频段的频谱可能由不同的运营商占据，用户的位置可能离自己的服务运营商基站很远，但与其他运营商的基站比较近。针对这样的场景，3gpp法规中定义了acs （adjacent channel selectivity） 的指标，来规范接收机抗邻道干扰的性能。
从上表来看，需要在adjacent channel相比user channel 的信号强度要大33db的时候，能保证user channel的信号是可以被正常解调的。
在实际电路中，需要考虑adjacent channel进入lna后，其产生的非线性分量对于user channel的影响。
这些非线性产物主要成分来自于im3，会泄漏到user channel，降低user channel的snr：
为此需要规范lna的不同gain档位的iip3，来确保可以满足acs的法规测试要求。
不同档位的iip3特性的要求和测试条件也会不一样，以mtk平台为例，acs iip3参考如下：
06
gain switching的settling time要求
在实际网络中，由于用户的移动或使用环境的变化，手机接收到的信号强度也是一直在变化的，所以需要一套合理的agc（auto gain control）机制来动态调整lna的增益。agc针对不同的输入信号强度，不同的调制方式，不同的干扰场景，来挑选合理的增益档位。同时为了应对接收信号强度的快速变化，lna增益切换要做到足够快，最好是可以达到by symbol control的级别。
在nr的物理层结构中，由于cp（cylic prefix）内没有承载有效的数据信息，所以选择将lna gain switching放在cp内进行，避免影响前后的ofdm symbol。对于nr fr1频段来说，最大的scs就是60khz，对应的cp长度最小是1.17us。
如下图所示，在前一个ofdm symbol发现信号比较微弱，则在1.17us内完成增益的切换，期望在下一个ofdm symbol将信号幅度调整到期望的值：
如果lna增益切换完成需要的时间比较长的话，无法在1.17us内完成的话，会让下一个ofdm symbol波形不稳定，发生失真。这样带来的结果就是无法正确解调信号，系统的误码率提升：
出于如上考虑， 建议将lna的gain switching time做到1us以内，以获得更低的系统误码率。
结语
艾为在设计lna bank之初，就有考虑到这些影响系统设计和用户体验的关键指标，通过细心打磨，向市场推出了aw18053这颗高性能的lna bank。
aw18053支持10个gain mode，符合mtk、qualcomm、展锐等多个平台的系统设计要求，并且噪声系数和线性度等指标相比友商的产品更有竞争力。
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02lte lna 和nr lna的区别
4g时代之初，mtk和高通平台的transceiver都有内置ilna（internal lna），nf在2.0~2.5db左右，基本可以满足oem厂商的设计需求。外置的elna（external lna）虽然nf更好，可以到0.8db左右，但出于成本考虑，elna并非产品设计的必需品。
平台在做agc设计的时候，也没有为elna的场景做特别优化，为了不影响接收机的动态输入范围，elna做成固定增益的模式，适配起来会比较简单。
所以我们会看到4g时代的elna大都是固定增益，约13.5db~18db之间。或再多带一个bypass模式，在强信号输入的时候关闭lna，将信号直接导通到transceiver的lna 输入端。
而5g时代，因为mimo、endc、uplink ca等特性的引入，天线环境变得极为紧张，射频前端也愈加复杂，链路插损愈发可观，对于接受系统设计带来很大的挑战。这个时候就需要高性能的外置elna，尽量靠近天线摆放，来获得比较好的系统噪声系数。当elna变成标配的时候，elna的gain档位和transceiver内部的ilna gain档位匹配关系就非常重要。为了保证接收机的动态输入范围，则需要elna支持可变增益，并且增益调节的范围足够大。
03为何有lna bank需求
考虑到从4g到5g的平滑过渡，在5g引入之初，运营商都倾向于用nsa（non-standalone） 的方式来部署5g网络。nsa需要终端以lte作为锚点来接入nr的网络，这就需要lte和nr的射频通路可以同时工作。同时为了达到更大的吞吐率，lte和nr都有支持4x4 mimo的需求，且lte和nr各自还需要支持各种ca组合。
出于如上考量，需要同时工作的rx path比较多。以dc_1a-3a-5a-7a_n78a这个endc组合为例，假设b1/b3/b7/n78需要支持4x4 mimo，则一共有18个rx path需要同时工作，也意味着需要18颗lna来实现相应的设计。
如果都是用分立的单颗lna元件做设计的话，成本和pcb布板面积都是客户无法接受的，这个时候lna bank就体现出极佳的面积和性能优势了。
以艾为的aw18053为例，其内部有5路独立的高性能lna，支持600mhz~2700mhz的系统应用，可以帮助客户以较低的成本简化射频前端设计：
04lna的典型电路指标
01
nf（noise figure）
对于射频接收机来说，一个很重要的指标就是灵敏度（sensitivity），它可以衡量接收机在弱信号覆盖环境中解调信号的能力。灵敏度越高，则意味着接收机的接收能力越强，即使当用户离基站比较远的时候，也可以获得比较可靠的语音或数据服务。
接收机的灵敏度，通常由如下公式来表征：
sensitivity=10lg（ktb） + nf（db） + snrmin（db）
其中k是玻尔兹曼常数，t是温度，b是信号带宽，这些都是常数，nf （noise figure） 是接收机的噪声系数，snrmin是modem解调信号时需要的最低信噪比。
对于特定调制方式的信号，其带宽和解调需要的snrmin是可以确定的。那对于射频接收链路来说，噪声系数就是决定接收机灵敏度的关键——噪声系数越小，接收机的灵敏度可以设计得越低。
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需要注意的是，射频接收链路上的每一级电路都会贡献噪声，我们可以借助级联噪声系数公式，来看每一级电路对于系统噪声系数的影响，是哪个电路的噪声系数占主导地位。
假设电路一共分n级，第一级的噪声系数和增益分别为nf1和g1，以此类推，第n级的噪声系数和增益为nfn和gn。
由此得到级联噪声系数为：
nftotal=nf1+（nf2-1）/g1+.。.（nfn-1）/g1*.。.*gn-1
由公式中看到，第一级放大器的噪声系数越小，增益越大，则接收机系统的级联噪声系数越小。
以mtk 5g平台为例，rfic ilna的噪声系数是9db左右，elna的最大增益为21db，nf为0.9db，则两者级联后的噪声系数为1.2db，由此可以看到elna对于系统的噪声系数起到决定性的作用。
02
multiple gain mode
3gpp 的rf一致性测试中有定义nr射频接收机的动态输入范围，参考 etsi ts 138 521 中的定义：
最大输入功率定义是-20dbm，设计上多留一些余量到-15dbm；
最低输入由灵敏度这个指标来定义，在参考5mhz带宽是-100dbm，设计上多留一些余量到-105dbm。
以最大-15dbm到最低-105dbm来估算，接收机的动态输入范围需要做到90db以上。
然而射频接收机后端的adc输入动态范围远没有这么大，通常只有40db左右的范围，并且还要预留一定的余量应对衰落场景下信号强度的快速变化。为了让射频接收机的输出匹配adc的输入，在强信号输入的时候将lna调整到低增益模式，弱信号输入的时候将lna调整到高增益的模式。
并且lna每个档位的增益都是为特定的输入区间设计的，需要保证在每个信号输入区间内有足够好的snr，这样就需要进一步细分增益档位。
不同平台的transceiver，其agc设计不一样，所以elna的gain 档位要求也不一样。以高通平台来说，匹配其设计要求的增益档位是：21db/18db/15db/9db/6db/-3db；对mtk平台来说，匹配其设计要求的增益档位是：21db/18db/12db/6db/0db/-6db/-12db。
03
p1db（1db compress point）
5g网络下行信号的多址方式是cp-ofdm，调制方式最高可以到256qam，单路载波带宽最大可以到100mhz或更多，其papr估算约12db左右。为了保证峰值信号不失真，则需要lna的p1db高于信号的峰值功率。
以-15dbm最大输入为例，估算papr 12db，则p1db压缩点需要做到-3dbm以上才比较安全。
04
out-of-band inter-modulation
当终端需要支持endc或uplink ca的时候，会有两路不同频率的tx链路同时工作，其交调分量泄露进接收机后有可能会产生比较严重的desense问题。
以dc_3a_n78a 这个组合为例，n78 tx （3300~3800mhz）和b3 tx（1710~1785mhz）的信号泄露进b3 rx 接收链路的时候，其产生的互调产物有可能落在 1515~2090mhz，这样b3 rx（1805~1880mhz）就会有desesne的风险。
先假定transceiver内部的iip2性能很理想，单纯看外部elna iip2的贡献：
elna iip2 = 10dbm
泄露进lna的b3 tx功率为p1=-28dbm（透过duplexer），n78 tx功率为p2=-50dbm（透过ant，diplexer，duplexer）：
iip2 = p1+p2+g-im2
定义im2-g=im2in为等效到elna端的交调产物的功率：
im2in= p1+p2-iip2=-88dbm
假设b3 rx分配到的rb是50个，则有效带宽为9mhz，im2in的功率谱密度是-88dbm-10log（9mhz）=-157.5dbm/hz。
elna输入端系统的噪声系数是1.5db，则等效的noise floor 是-174+1.5=-172.5dbm/hz。
两个noise叠加后总功率为-157.36dbm/hz，noise floor 相比-172.5变大了15.14db，则意味着灵敏度变差15.14db，这样就可以评估elna iip2对于系统造成的影响。
由类似的计算方法，我们也可以得到lna对于iip2/3/4/5的需求。不过通常情况下，transceiver和elna的iipx特性相差不大，但因为带外的tx干扰信号经由elna放大18db再送入transceiver，所以等效到elna输入端，transceiver本身产生的im2要比elna产生的im2大一个数量级。
处理这些inter-modulation的场景，通常需要额外加一些滤波器来做改善。考虑到处理这些场景所需投入的成本和复杂性，会对终端产品的设计带来比较大的影响，3gpp 有在法规中有定义msd （maximum sensitivity degrade） 来放松对于灵敏度的要求，允许一定程度的desense。
table 7.3b.2.0.3.5.1-1： msd test points for pcell due to dual uplink operation for en-dc in nr fr1 （two bands）
05
in band iip3
在实际网络中，同一个频段的频谱可能由不同的运营商占据，用户的位置可能离自己的服务运营商基站很远，但与其他运营商的基站比较近。针对这样的场景，3gpp法规中定义了acs （adjacent channel selectivity） 的指标，来规范接收机抗邻道干扰的性能。
从上表来看，需要在adjacent channel相比user channel 的信号强度要大33db的时候，能保证user channel的信号是可以被正常解调的。
在实际电路中，需要考虑adjacent channel进入lna后，其产生的非线性分量对于user channel的影响。
这些非线性产物主要成分来自于im3，会泄漏到user channel，降低user channel的snr：
为此需要规范lna的不同gain档位的iip3，来确保可以满足acs的法规测试要求。
不同档位的iip3特性的要求和测试条件也会不一样，以mtk平台为例，acs iip3参考如下：
06
gain switching的settling time要求
在实际网络中，由于用户的移动或使用环境的变化，手机接收到的信号强度也是一直在变化的，所以需要一套合理的agc（auto gain control）机制来动态调整lna的增益。agc针对不同的输入信号强度，不同的调制方式，不同的干扰场景，来挑选合理的增益档位。同时为了应对接收信号强度的快速变化，lna增益切换要做到足够快，最好是可以达到by symbol control的级别。
在nr的物理层结构中，由于cp（cylic prefix）内没有承载有效的数据信息，所以选择将lna gain switching放在cp内进行，避免影响前后的ofdm symbol。对于nr fr1频段来说，最大的scs就是60khz，对应的cp长度最小是1.17us。
如下图所示，在前一个ofdm symbol发现信号比较微弱，则在1.17us内完成增益的切换，期望在下一个ofdm symbol将信号幅度调整到期望的值：
如果lna增益切换完成需要的时间比较长的话，无法在1.17us内完成的话，会让下一个ofdm symbol波形不稳定，发生失真。这样带来的结果就是无法正确解调信号，系统的误码率提升：
出于如上考虑， 建议将lna的gain switching time做到1us以内，以获得更低的系统误码率。
结语
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aw18053支持10个gain mode，符合mtk、qualcomm、展锐等多个平台的系统设计要求，并且噪声系数和线性度等指标相比友商的产品更有竞争力。
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